JPS62138091A - 誘導機駆動用インバ−タ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く産業上の利用分野〉 この発明は誘′４匹駆ＩＪＪ用インバータ制ｕＯｈ法に
関し、特に空気調和機等の変動負ヴｉを駆動覆るための
誘導機を駆動するために好適に使用されるインバータ制
ｉ２Ｄ方法に関する。

く従来の技術〉 従来から空気調和１等の変動負荷速駆動するためのＶ、
導別を駆動するために、広範囲にわたる駆動制御が可能
であるという利点に着目してインバータを使用すること
が広く行なわれている。

この場合においで、誘導機が軒負仙、低１ｖｌｌ／１−
の状態であれば、特定の周波数帯で振動が北生じ、運１
）ムに支障を及ぼすという問題がある。

この不安定現象は、誘導１の時定数、インバータのパル
ス幅変調（以下ＰＷＭと略称覆る）のキ↑・リア周液数
、キャリア０Ｎ１０ＦＦのむだ時間、インバータの出力
周波数と出力電圧との比（以下Ｆ／Ｖど略称づる）、■
械系の固有振動数等の要因が複雑に影響し合ってブ髭生
するものであると考えられており、この不安定現象が光
生すると、第７図Ｂに示すように、基本波〈第７図Δ参
照）に他の周波数成分が重畳された波形となる。

この結果、誘′Ｑ別に供給される交流の電圧と周波数と
が乱れ、インバータ出力電流の基本波による運転点が、
他の周波数成分によって、異なる運転点に不規則に移行
する、いわゆるトルクリップルが発生することになる。

そして、上記の不安定現象が発生した場合にＪ３いて、
インバータの周波数が被駆動は械系の固有振初枚に一致
すると、共振により大きな振動が発生し、運転を継続−
ｄることができなくなるという問題かある。この問題は
、第８図に示！ｊＬｆ４ｔ６ＣＭの最大効率線に治わぜ
て運転を行なわせようとする場合において、同図中斜線
で゛示す領域と合致ダ−る条１′１ての運転が選Ｉ尺さ
れると、ＦＩＶｔ変化させ、或は周波数を変化させて運
転を行なうことにより、効率の低下を許容１ｙるしがな
いと思われていた。

このような振動の発生を防止覆るために、従来は、第９
図に示すように、商用電源（３１）からの出力電圧を整
流回路（３２）により直流電圧に変換し、平滑回路（３
３）により平滑化し、この平滑化直流電圧、およびＰＷ
Ｍ信号ブで生回路（３４）からの１８号をインバータ回
路（３５）に供給することにより、基ン％ｔとなる正弦
波に近似され冑るスイッチング信号を出力し、誘４匹（
３６）に供給することにより、誘導機（３６）の出力軸
に対して直接、或は間接に連結された負荷（３７）を駆
！ＩＪＩることができる基本的な構成に、インバータ回
路（３５）の入力電流を検出回路（３８）により検出し
た後、直流カットフィルタ（３９）により直流成分をカ
ットし、演算回路（４０）により必要な演算を行なって
補正データΔｆ（ｔ）を得、周波数設定器（４１）から
の周波数データと補正データとを加締した状態で雷圧制
ｔＩＩ光振器等のＶ／Ｆコンバータ（４２）に入力する
ことにより補正後のデータに対応する周波数の信号を得
、この信号をｐ　Ｗ　Ｍ　＜ｖ：号５石１回路（３４）
に供給する構成部分を付加した構成が採用されている。

尚、上記ＰＷＭ信号発生回路（３４）は、上記電圧制御
ざ箔振器（４２）からの信号を入力としてθ（−２π（
ｆ十△ｒ　（ｔ＞　）ｔ）を生成づるθ発生部（４３）
と、θと振幅設定信号Ｖとを入力としてＴＪ、　ｔ％正
弦波Ｖｃｏｓ（θ）を生成１Ｊ−る基準正弦波生成部（
４４）と、キャリア波生成部（４５）と、基準正弦波と
キャリア波とを比較する比較部（４６）と、比較部（４
６）からの比較出力に暴いてスイッチング信号を生成し
、インバータ回路（３５）に供給ダるスイッチング信号
発生部（４７）とから＠成されている。

ｆ！ＩＪち、人さ゛な振動が発生ずる状態が検出された
場合に、補正データに暴いてインバータの周波数を変化
させ、不安定現象の発生、ひいては共振に起因する振動
の発生を防止づ゛ることがでさる（特開昭５６−１１０
４９７号公報参照）。

く発明が解決しようとする問題点〉 上記の構成の誘尋握駆動用インバータ制りＤ装置であれ
ば、補正データ△ｆ　（ｔ＞を得るために直流カットフ
ィルタ（３９）が必須であるとどもに、Ｖ／Ｆコンバー
タ（４２）が必須であり、全体として構成が複雑化づ−
るのみならず、コストアツブツるという問題がある。

また、検出回路（３８）、直流カットフィルタ（３９）
、演算回路（４０）、またはＶ／Ｆコンバータ（４２）
の何れかが故障すれば、どのような信号がθ発生部（４
３）に入力されるかが不明であり、最悪の場合には、出
力周波数が’Ｉｉ　ｆ−９る可能性があるという問題が
ある。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
実施装置の（構成を簡素化１」ることがで゛さるととも
に、出力周波数の暴走を確実に防止することができ、さ
らには応答速度をψくηることができる誘導機駆動用イ
ンバータ制υｐ方法を提供することを目的どじでいる。

く問題点を解決Ｍるための手段〉 上記の目的を達成ジるための、この弁明の誘導は駆動用
インバータ制６１方法は、誘導は駆動系の状態量を検出
し、この検出１直に基いて補正値を０出し、この補正値
に基いて基準となる正弦波に位相変調を施す−乙のであ
る。

（Ｉｌｌ　Ｌ、１．Ｌ記状態吊としては、誘導機のグて
生づるトルクの変動を表すものであってもよく、或は負
荷の回転数の変動を入りものであってもよい。

また、上記補正値としては、検出値の変化量に阜いて口
出されるものであってもよく、或は検出値の変化速度に
基いて口出されるものであってもＪ：い。

く作用〉 上記の誘導機駆動用インバータ制御方法であれば、出力
電圧、出力電流、または磁束を近似的に基準となる正弦
波に近づＩＪるべく、スイッチング波形を出力する誘導
橢駆動用インバータ制御回路において、誘導機駆動系の
状ｒＪ３吊を検出し、この検出値に基いて補正ＩＩＩ′
！をＣｔ出し、この補正ｉ！Ｑ　＋こｌｅｔいて基準と
なる正弦波に位相変調べ節すことにより、負荷の状態に
拘りらヂインバータの出力電流を正弦波に近似させるこ
とができる。

叩も、インバータの出力電流は、ｆ１何の状態により影
響させて正弦波からヂれた状態になるのであるが、供給
電圧波形に位相変調を施（ことにより、正弦波に近似し
た状態とすることかで・さる。

また、上記の作用を行なわせるための状態量どしては、
誘導機の発生する１ヘルクの変ｌｉＩ〕をλ寸ものであ
ってもよく、或は負荷の回転数の変動を表すものであっ
てもよい。

さらに、上記の作用を行なわせるための補工ＹＩ直とし
ては、検出値の変化量に基いて締出されるものであって
もよく、或は検出値の変化速度に基いて口出きれるもの
であってもよい。

〈実施例〉 以Ｆ、実施例を示Ｖ添付図面によって詳細に説明する。

第１図はこの弁明の誘ｓ機駆動用インバータ制御方法を
実施づるための装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

図にＪプいて交流電源（１）からの交流電圧を整流回路
（２）により直流電圧に変換し、平滑回路（３）により
平滑化し、この平滑化直流電圧、およびＰＷＭ信号信号
回生回路）からのスイッチング信号をインバータ回路（
５）に供給することにより、基準となる正弦波に近似さ
れ得るスイッチング信号を出力し、誘導機（６）に供給
することにより、誘導機（６）の出力軸に直接、あるい
は間接に連結された、圧縮機等の負荷［７１を駆動する
ことができる基本的な構成を採用しているとともに、以
下の如き補正回路を付加している。

上記補正回路は、インバータ回路（５）の入力電流を検
出する検出回路（８）と、検出回路（８）により検出さ
れた電流値に基づいて演篩回路（９）により補正値φ（
１）を口出し、上記ＰＷＭ信号発生回路（１）に供給づ
るものである。

また、上記ＰＷＭ信号発生回路（４）について詳細に説
明すると、クロック光生器（１０）からのクロックパル
スを、外部からの周波数設定１３号（例えば、空気調和
ｂ１であれば、検出された室温と、設定室温どの差に対
応する信８）が制罪信号どじで入力される分周器（１１
）により分周し、この分周信号に基づいてθ光生器（１
２）によりθを生成し、加減粋器（１３）によりθ信号
と上記補正値φ（１）とを加減ＧＪシ、この加減枠信号
θ±φ（１＞と、外部からの振幅設定信号■とに基づい
て基準正弦波冗牛器（１４）によりＶＣＯＳ　　（θ±
φ（ｔ＞＞ｅ発生さじ、この基準正弦波ＶＣＯ３（θ±
ψ（ｔ））と、キトリア波ブと１器（１５）により発生
させられたキセリ７７波とを比較器（１６）により比較
し、比較器（１６）からの比較出力に基づいてスイッチ
ング信号発生器（１７）により、インバータ回路（５）
に供給Ｊべさ゛スイッチング信号を生成ヅるものである
。

以上の構成の誘導機駆動用インバータ制ｕＯ装ｊＮは、
不安定現免が発生した場合に電流波形が正弦波から大幅
にずれた波形となるので、この波形のずれを検出回路（
８）により検出し、検出値に基づいて演粋回路（９）に
より補正値φ（１）を口出する。

そして、この補正値ψ（し）８、θブと土器（１２）か
らの０１ｈ号に対して加減ｐすることによりθｊ二φ（
１）をｉ！７　、基準となる正弦）皮ＶＣＯ３Ｏに対し
て上記補正Ｇｌ’ｉφ（シ）による位相変調を施した正
弦波ＶＣＯ３（θ４−φ（ｔ））を出力し、この正弦波
ＶＣＯ３（θ±φ（ｔ））とキトリア波とにより正弦波
に近似されるべくパルス幅変調が施されたスイッチング
１８号を’ｆ！、このスイッヂング信号をインバータ回
路（５）に供給ｊ−ることにより、異常電流脈動を解消
させ、誘導は（６）を、共振による人さな振動のブを生
を確実に防止することがでさる状態でｊ１ト動Ｊること
がでさる。

第２図は上記の動作を説明するための波形図であり、同
図Ａは電ＬＥ波形を、同図８は電流波形をそれぞれ示し
ている。

同図８の時刻し１にＪ５いて異常電流脈動が検出されれ
ば、同図Ａに示す電圧波形に、破線で示す如き位相変調
を施づ“ことにより、異常電流の増大を抑制しく同図８
中破線参照）、次に時刻ｔ２によメいで異常電流脈動が
検出８″れれば、同図Ａに破、腺′（承り電圧波形に、
２点鎖、腺−（承り如σ位↑ｆｌシ〉調を施すことによ
り、異常電流の減少召−抑制しく同図中２貞鎖、腺参照
）、」ス］；、同４７ηに位相変調を反復して行なうこ
とにより、電流波形を１１−弦波に近似する形状に制１
ｌｌｌすることがてさる。

即ち、局部的にみれば周波数が変化したのど１６１様な
状態になるのであるが、全体的にみれば、位相が変化し
ているだけであって、周波数は変化していない状態にな
り、従来は異常振動が花生じて運転の遂行が困デ「であ
った最大効：＋！線上での運転を行なう口とができる。

尚、上記の説明において補正値が時間変化に依存するも
のとして表されているのは、上記補正値が、入力電流の
変ｒｅ　＋、：基づいて常に篩用されているからであり
、各瞬間にお（プる電流値に基づいて補正値φ（ｔ）８
ｆ３出することにより、電流波形を正弦波に近似する波
形とすることができる。ぞして、周波数ｆ−ｄφ（ｔ）
／ｄｔであり、補正値の微分の形で変化ザるのであるか
ら、周波数変調を行なうものと比較してπ／またけ進ん
だしのとして、即ち予測的なものとして補正を行なうこ
とができ、反応を速くすることかできる。

また、上記加減口器（１３）は、選択的にｈ１１０器、
または減１″５器として作用づるものであり、不安定現
象の種類（比較的トルク変動が少ない負荷を接続した場
合にＮｕ生する、自励的な系独自の振動周期を右ηる不
安定ＪＪ、！象か、負６４時の圧縮機の如く１回転中の
トルク変動が大きい負荷を接続した場合にｌｌ生ずる、
強制的な、負荷のトルク変動に依存する振動周期を荷重
る不安定現象か）に対応さμて上記の作用を行なうよう
にしている。さらに訂細に説明づれば、第６図に示Ｊよ
うに、減免器と加Ｑ器とを直列に接続し、不安定モード
判別回路からの判別信号に基いてり替スイッヂを駆１Ｊ
ＩＪづることにより、補正値φ（１）を選択的に減免器
、加０器に供給するようにしている。したがって、何れ
のＭ！類の不安定現象が発生した場合であっても、効果
的に振動を抑制υ−ることがてさる補正値を得ることが
てぎ、この補正値に基いて位相変調を゛施ヂことにより
不安定現象の花生を抑ｉ＋ＩＪづることができる。

尚、上記実施例において、３相電源が使用された場合に
は、何れかの相について補正１直φ（１）を算出し、全
ての相に対して上記補正値φ（１）に基く位相変調を施
１ノようにしてもよいのであるが、全ての相についてそ
れぞれ補正値φ（１）を峰出し、各相に対して上記各補
正値φ（１）に基く位相変調を論ずようにすれば、各相
の出力を正確に正弦波に近似させることがでさ゛る。

また、上記実施例においては、平滑化されたインバータ
回路（５）への入力電流を状態量検出のために使用して
いるが、整流回路（２）の入力端子、整流回路（２）か
らの出力電梳、平滑化回路（３）に組込まれたコンデン
サの端子間電圧、コンｊ′ンサのアース側電流、インバ
ータ回路（５）からの出力電流等を状態量検出のために
使用することがでさる個、負荷（７）の回転数、振動量
、負荷によりＲ１ざ氾られる音等を状態量検出のために
使用Ｊ−ることがでさ″る。

上記負荷（７）の振動量を状態量検出のために使用する
場合には、例えば負荷（７）が圧縮ｂ１であれば、デー
１コムレータの吸入側刃、温度が低い箇所に、歪廿ンザ
等の振動量検出センザを取付ければよく、この振動検出
ピンザの取付（プ状態として（よ、ＬＥ　Ｉ？ｉも１の
回転（わ１；れ）方向の振動を良りＹに検出づることが
てさるようにづればよい。

そして、この振りＪ検出センサからの出力信号を＞’＋
Ｑ　ｇ＞回路（８）に供給りることにより補正値φ（１
＞を停出し、この補正値φ（１）に基いてｆＪＱとなる
正弦波に位相変調をＩ１１！ｉすことにより、」こ記実
施例と同様に、異常電流脈動を解消させ、誘導は（６）
を、共振による大きな振動の発生を確実に防止１Ｊるこ
とができる状態で駆動することができる。

この場合には、不安定現象と直接間わりを有ヅる振動に
阜いて補正を行なうことができるのであるから、必要な
場合にのみ確実な振動抑制を行なわせることが可能とな
る。

また、上記音を状態量検出のために使用する場合には、
外８ＩＳ雑音を烈祝し得る状態で取付けられたマイクか
らの出力４ｇ号を演ｐ回路（８）に供給することにより
補正値φ（１）を算出し、この補正値φ（をンに入↓い
てＪＱｔ　１１１−となるＩＩ−弦波（こ位＋Ｌｌ変ン
、）１）昆″施すことにより、上記実施例と同様に、胃
１；ン雷流脈動を解？肖させ、誘：・す）環（６）を、
共］辰（こよる人込な振動の発生を雌実に防止すること
がでさる状態で駆動することができる。

この場合には、盲に早いで状態量を検出づるので、４何
に対して非接触とυることかてき、マイクのＪｙ付ｃ）
の自由度を増大させることがてさる。

また、外部からの周波数設定信号にＪ、り運転周波数を
変イヒさせることが指令された場合には、上記の不安定
現象のｎｉを抑制７Ｊる機能が触いている状態のままで
あれば、この抑制機能により、周波数の変化を抑制づべ
く制ｕ１４３れることになり、瞬間的に大電流が流れて
図示しない過電流保護装置を動作させていまつという問
題が発生する。

？Ａ３図は、周波数を変化させる場合に、上記抑制機能
を徐々に０Ｎ−ＯＦＦさせるだめの電気的構成を示す図
であり、フィードバック線路の途中とアースとの間にト
ランジスタ（２１）のコレクターエミッタ端子を接続し
、制ｕ１ノ機能０Ｎ−ＯＦ　［の指令に応答して動作づ
−るスイッチ（２２）を抵抗（２３）を介してトランジ
スタ（２１）のベース端子と接続し、トランジスタ（２
１）のベース端子にコンデンサ（２４）を接続している
。

したがって、制御機能をＯＦ　Ｆとする場合には、スイ
ッチ（２２）を正電圧側に接続すればよく、抵抗（２３
）とコンデンサ（２４）との時定数により定まる時定数
でベースバイアスが増加ブるので、トランジスタ（２１
）が徐々に導通し、フィードバック信号の出力を徐・マ
に低下させ、制御低能が完全にＯＦＦとなった時点で外
部からの周波数設定信号に対応づ−る周波数での運転状
態に移行さぜることがてさる。

まｌζ、逆に、制御機能をＯＮとづる場合には、スイッ
チ（２２ンをアース側に接！すればよく、抵抗（２３）
とコンデンサ（２４）との時定数により定まる時定数で
ベースバイアスが減少するので、トランジスタ（２１）
が徐々に遮断し、フィードバック信号の出力を徐々に増
加させ、制υＵ機能が完全にＯＮとなった時点で、再び
不安定現象の光生を抑制することができる運転状態に移
行させることがでさる。

第４図は上記の実施例により運転周波数を３５１−ＩＺ
から４０目ｌに変更して場合の波形変化を承り図であり
、同図へは回転波形の変化を、同図８（よ電流波形をそ
れぞれ示している。

この図からも明らかなように、制御低能を徐々にＯＦＦ
として運転周波数を変化させ、その複利１２ＩＪ掘能を
徐々にＯＮとすることにより、過電流の発生もなく、安
定した運転周波数の変更を行ない１ｑることが分かる。

第５図は制′ａＯ握能をＯＮとしたままで運転周波数を
変化さＵようとした場合の波形変化を示す図であり、こ
の場合には、周波数の変更を行なっている途中から異常
になり始め、遂には毬しい過電流が発生して、運転の継
続が不可能になることが明らかである。

したがって、この従来例と比較づることによっても明ら
かなように、制御機能を０Ｎ−ＯＦＦさせて運転周波数
を変更すること、特に制すｆ１機能の０Ｎ−ＯＦＦを徐
々に行なって運転周波数を変更勺ることが、非常に有効
であることが分かる。

また、−Ｆ記の実施１シリにｔｌｊいては、不安定ＪＱ
象のｆこ生を抑制υる制ｉ２＋＋別能を、負荷（７）の
運転を行なう全期間にわたってＯＮどしているが、振動
、効率の而からみれば、制御Ｉｊｌ！能をＯＮにしてい
る状態では非同明の状態での運転を行なっていることに
なり、同期した状態での運転を行なう場合よりも劣るこ
とになる。

この点を考慮してみれば、状態量検出手段により検出し
た状態量が所定レベルＪス上になつｌζ場合にのみｎ、
ＩＪ　’ｄｌＪ　＆’ｌｔ能をＯＮさせることにより、
振動、クツ率の而で多少劣ることになるｃプれども、不
安定現象のＲ１を抑制づ−ることにより大幅な安定運転
を行なわびることがでさるように制御し、全体として負
荷（７）を安定に運転させることができることになる。

以上はインバータ制御２１］が正常に行なわれている場
合の説明であるが、何らかの原因により検出回路（８）
、演粋回路（９）の何れかが故障することも考えられる
。

この場合に（よ、」−記したような不安定現象の５１生
を抑制−ケる）４能はなくなるのであるが、出ノ）　ｔ
’！ｉｌ波数の′ＩＳ走現象が発生１Ｊることもなく、
装置が破壊されるというような不都合は全くない。さら
にルＴ■（に説明覆れば、検出回路（８）、Ｉｊｊよひ
演ｆｔ＞回路（９）により（５Ｉられる補正（（ｒｌは
、ｌｌｉに位相変調８施づためだけのものであり、故障
が北生ザれば、未λ［１の所定値に固定された状態にな
るのみであるから、周波数ｔよθ光土器（１２）からの
出力信Ｙ）に依存しで設定された状態になり、上記暴走
現象がｙｔ牛づることはない。

くブを明の効果〉 以−Ｖのようにこの発明は、誘導機駆動系に１Ｊ３ｃｊ
る状態量に基いて補正値を算出し、インバータ制１２１
１回路の基準となる正弦波に位相変調を施１Ｊことによ
り、負荷の状態に拘わらず誘導機を安定に運転させるこ
とがでさ、不安定ｙＡ象の発生、ひいては共振に起因す
る人さな振動の発生、運転不可能状態を確実に防止ザる
ことができ、ｄらに実施装置の構成を簡素化することが
でさ、さらには周波数変調を（１なう場合と比較して迅
速になるという待イ１の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の誘導は駆動用インバータ問罪方法を
実施するための装置の電気的構成を示す７０ツク図、 第２図は制６０＃Ｊ作を説明する波形図、第３図は、周
波数を変化さける場合に、上記抑制はｔｊシを徐々にＯ
Ｎ　−ＯＦ　Ｆさせるための電気的構成を示づ図、 第１図は上記の実施例により運転周波数４！０：３５Ｌ
ｌ　ｚから４０Ｈｚに変更して場合の波形変化を示す図
、 第５図は制υＯ機能をＯＮとしたままで運転周波攻庖・
変化ざゼようとした場合の波形変化を示づ図、第６図は
加減筒器を訂細に承り一電気回路図、第７図は不安定現
象がブと生した場合の波形の変化を示す“図、 第８図は斤縮む１をｐＦｉどした場合の運転特訃図、第
９図ｉ、Ｌ誘樽ｂ１１；μφυ用インバータ制ｕｕｍ路
の従来例を示すブ１コック図。 （４）・・・ＰＷＭ信号発生回路、（５）・・・インバ
ータ回路、（６）・・・誘導機、（７）・・・負荷、（
８）・・・検出回路、（９）・・・演筒回路、（１３）
・・・加減筒器特許出願人　　ダイキン工業株式会社 第２図 第３図 第４図 ３（Ａ） 時　１ｅ！　（秒） 第５図 第７図 （Ａ） （Ｂ） 周波数（Ｈｚ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、出力電圧、出力電流、または磁束を近 似的に基準となる正弦波に近づけるべく、 スイッチング波形を出力する誘導機駆動 用インバータ制御回路において、誘導機 駆動系の状態量を検出し、この検出値に 基いて補正値を算出し、この補正値に基 いて基準となる正弦波に位相変調を施す ことを特徴とする誘導機駆動用インバー タ制御方法。 ２、状態量が、誘導機の発生するトルクの 変動を表すものである上記特許請求の範 囲第１項記載の誘導機駆動用インバータ 制御方法。 ３、状態量が、負荷の回転数の変動を表す ものである上記特許請求の範囲第１項記 載の誘導機駆動用インバータ制御方法。 ４、補正値が、検出値の変化量に基いて算 出されるものである上記特許請求の範囲 第１項記載の誘導機駆動用インバータ制 御方法。 ５、補正値が、検出値の変化速度に基いて 算出されるものである上記特許請求の範 囲第１項記載の誘導機駆動用インバータ 制御方法。