JPS6213873B2

JPS6213873B2 -

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Publication number: JPS6213873B2
Application number: JP53113445A
Authority: JP
Inventors: Yukio Kubota
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1978-09-14
Filing date: 1978-09-14
Publication date: 1987-03-30
Also published as: FR2437755B1; CA1131357A; AT387121B; ATA602479A; JPS5539478A; GB2031640A; AU5077379A; NL7906845A; AU532201B2; US4255768A; FR2437755A1; DE2937314C2; DE2937314A1; GB2031640B

Description

【発明の詳細な説明】回転２ヘツド式ヘリカルスキヤン型のVTR、
例えばＵ規格のVTRにおける磁気テープのトラ
ツクパターンは、第１図に示すようにされてい
る。

すなわち、１は磁気テープ、２は映像トラツク
を示し、記録時、テープ１は矢印５で示す方向に
連続的に移送されると共に、トラツク２は矢印６
で示すように、テープ１に対して斜めに、かつ、
移送方向５と同じ方向に形成されていく。そし
て、トラツク２の間には、ガードバンドが形成さ
れると共に、トラツク２には、輝度信号がFM信
号の状態で１フイールド期分間づつ記録されてい
く。また、この場合、輝度信号中の垂直同期パル
スが、トラツク２の始端付近に位置するようにさ
れると共に、水平同期パルスPhの位置が、トラ
ツク２と直交する線上に並ぶ、いわゆるＨ並べ
（水平同期並べ）が行われる。

さらに、テープ１の一方の縁部には、垂直同期
パルスを分周して得たフレーム周波数のコントロ
ールパルスPcが、トラツク３として記録されて
いる。なお、４は音声トラツクである。

そして、通常の再生時には、トラツク３から再
生されたコントロールパルスPcと、ヘツドの回
転位相を示すパルスとが位相比較され、その比較
出力によつてヘツドの回転位相が制御されてトラ
ツク２に対するヘツドのトラツキングがサーボ制
御される。

そして、このように映像トラツク２がスラント
記録されている場合には、再生時、ヘツドを記録
時と同じフレーム周波数で回転させると共に、テ
ープ１を記録時のＮ倍の速度で走行させれば（Ｎ
＜０のときは、逆方向に走行させる）、Ｎ倍の時
間速度の再生ができる。例えば、Ｎ＝１とすれ
ば、通常の再生であり、Ｎ＝０ならばステイル再
生、０＜Ｎ＜１ならばスローモーション再生、Ｎ
＞１ならばフアーストモーシヨン再生、Ｎ＜０な
らば逆転再生となる。

しかしながら、これら特殊再生（Ｎ≠１の再
生）を行う場合には、ヘツドの走差軌跡がトラツ
ク２に一致しなくなり、画質が大幅に低下してし
まう。

そこで、このようなトラツキングエラーをなく
すには、基本的には、ヘツドを電気−機械変換素
子、例えば電歪素子により支持し、これに補正電
圧を供給してヘツドをトラツク幅方向に偏移さ
せ、これにより正しいトラツキングを行えばよ
い。

しかし、そうするには、いくつかの問題点を解
決しなければならない。

この発明は、そのような問題点を解決し、特殊
再生が適切にできるVTRを提供しようとするも
のである。

以下、まず、その問題点及びこの発明における
解決法について説明しよう。

一例として、1/5倍のスローモーシヨン再生
を行う場合について考えると、この場合には、
テープ１を記録時の1/5倍の速度（Ｎ＝1/5）で
走行させればよいが、このときのトラツク２に
対する回転ヘツドの走査軌跡は、第２図Ａに破
線で示すようになり、５本の走査軌跡〜を
１組としてトラツク２との位置関係が同じにな
る（簡単のため、軌跡の始点はトラツク２の
始点に一致するものとする）。

従つて、簡単のため、テープ１の長さ方向に
おけるトラツク２の間隔をｐとし、トラツク２
に対して軌跡〜が図の左側にずれたときを
＋方向とすると、トラツク２に対する軌跡〜
のずれ量ｄは、第２図Ｂに示すようになる。
すなわち、軌跡の始端は、トラツク２の始端
に一致しているので、ｄ＝０であるが、軌跡
は、トラツク２の終端では、そこから右方向に
４／５ｐだけずれているので、ｄ＝−４／５ｐとなり、
次の軌跡の始端は、トラツク２の始端から左方
向に１／５ｐだけずれているので、ｄ＝１／５ｐとなり
、軌跡の終端は、トラツク２の終端から右方向
に３／５ｐだけずれているので、ｄ＝−３／５ｐとなり
、以下同様である。なお、軌跡〜の各１本が形
成される期間が、それぞれ１フイールド期間であ
る。

従つて、この1/5スローモーシヨン再生時に、
このヘツドのトラツキングずれｄを補正するに
は、ヘツドを電歪素子などにより支持してヘツド
をトラツク幅方向に偏移できるようにしておくと
共に、第２図Ｂに示す波形の補正電圧Ecをその
電歪素子に供給すればよいことになる。

そして、この補正電圧Ecは、第２図Ｃに実線
で示すように１フイールド期間ごとに５段階に変
化する階段波電圧Esと、第２図Ｄに示すように
フイールド周期の鋸歯状波電圧Enとに分解でき
る。

一方、軌跡の始点がトラツク２の始点に一致
しているとすれば、第２図Ｅに示すように、１つ
おきの軌跡の始端の時点にコントロールパルス
Pcが得られることになり、また、第２図Ｆに示
すように、各フイールド期間の始めの時点に、ヘ
ツドの回転位相を示すパルスPgが得られること
になる。

従つて、パルスPcから第２図Ｃに破線で示す
ように５フイールド周期の鋸歯状波電圧Ekを
得、この電圧EkをパルスPgでサンプリングホー
ルドすれば、階段波電圧Esを得ることができ
る。また、パルスPgにより鋸歯状波電圧Enを得
ることができる。

すなわち、パルスPcに基づいて電圧Ekを得、
これをパルスPgでサンプリングホールドして電
圧Esを得ると共に、パルスPgから電圧Enを得、
これら電圧Es，Enを加算して補正電圧Ecを得れ
ばよい。また、こうすれば、軌跡の始点が、ト
ラツク２の始点と一致していない場合でも、補正
電圧Ecは、有効である。

そして、一般に、鋸歯状波電圧を得るには、コ
ンデンサを定電流で充電すればよいが、このよう
にして電圧Ekを得る場合には、不都合を生じて
しまう。

すなわち、第２図は1/5スローモーシヨン再生
の場合であるが、例えば1/3スローモーシヨン再
生（Ｎ＝1/3）の場合について同様に図示する
と、第３図のようになる。そして、この第３図Ｃ
から明らかなように、Ｎ＝1/3の場合には、電圧
Ekの周期は３フイールド期間になるが、その振
幅はＮ＝1/5の場合と同じでなければならない。
しかし、コンデンサを定電流で充電して電圧Ek
を得る場合、周期が異なつても振幅を同じにする
には、その充電電流の大きさを再生速度Ｎに対応
して変えなければならず、また、直流レベルも一
定にしなければならないので、充電回路が非常に
複雑になつてしまう。しかも、それでも制御範囲
が限られてしまい、さらに、アナログ的な調整が
必要である。

そこで、このの点を解決するため、この発明
の一例においては、キヤプスタンに結合している
周波数発電機の出力パルスの数をカウントして電
圧Ekを形成する。すなわち、再生速度Ｎを任意
に変更するには、テープ１の走行速度を任意に変
更できなければならないが、このためには、キヤ
プスタンの回転速度をサーボ制御する方法が一般
的である。そして、このサーボ制御のためには、
キヤプスタンあるいはキヤプスタンモータに周波
数発電機を設け、その出力周波数が再生速度Ｎに
対応した一定値になるようにする方法が一般的で
ある。従つて、その周波数発電機の出力パルスPf
の周波数は、テープ１の走行速度に比例して変化
することになり、Ｎ倍の速度とすれば、その周波
数もＮ倍になる。

また、テープ１から再生されるコントロールパ
ルスPcの周波数も、テープ１の速度に比例し、
テープ速度がＮ倍になれば、周波数もＮ倍にな
る。

従つて、テープ１の走行速度にかかわらず、あ
るコントロールパルスPcから次のコントロール
パルスPcまでの間に含まれる周波数発電機の出
力パルスPfの数は一定になる。例えば、Ｎ＝１の
とき、出力パルスPfの周波数が960Hzであるとす
れば（以下、この数値例を使用。なお、このとき
のパルスPcの周波数はフレーム周波数、すなわ
ち、30Hzである）、第４図Ａ，Ｂに示すように、
あるコントロールパルスPcから次のパルスPcま
での間に含まれる出力パルスPfの数は32コにな
り、このパルス数はテープ速度Ｎに関係なく一定
である。

従つて、出力パルスPfを16進のカウンタにカウ
ント入力として供給し、コントロールパルスPc
をカウンタにリセツトパルスとして供給すると共
に、カウンタのカウント値をＤ−Ａ変換すれば、
第４図Ｃに示すように、パルスPcに同期した鋸
歯波電圧Ekが得られる。

そして、この電圧Ekは、パルスPfをカウント
して得たものであるから、その周期あるいはテー
プ速度が変化しても、振幅は一定である。

第５図Ｂは第２図Ｃを再掲したものであるが
（×印を除く）、この図によれば、電圧Ekは、×
印で示すように、各フイールド期間の中央の時
点に電圧Esに一致している。従つて、電圧Ek
をサンプリングホールドして電圧Esを得る場
合には、この×印の時点でサンプリングホール
ドすることになるが、そうすると、そのサンプ
リングホールド出力（電圧Es）は、第５図Ｃ
に示すように1/2フイールド期間遅れたものと
なり、これは、電圧Esとして不適当である。

さらに、電歪素子は印加電圧によつて歪曲す
るが、この歪曲の応答には遅れがあるので、第
５図Ｂに示す電圧Esを電歪素子に供給したの
では、ヘツド走査の開始部分で電歪素子の応答
遅れのためにトラツキングエラーを生じてしま
う。

これら，の点を解決するため、以下の例
においては、次のようにする。すなわち、第１
図のトラツクパターンに対して再生は、２つの
回転ヘツドＡ，Ｂで行われるが、第５図Ａに示
すように、そのヘツドＡ，Ｂは１フイールド期
間づつ交互に再生を行つている。

そこで、第５図Ｄに示すように、電圧Ekを
１フイールド期間だけ位相を進め、この進相し
た電圧Ekを×印で示すように、１フレーム期
間ごとに、フイールドの中央でサンプリングホ
ールドして電圧Esaを得、この電圧Esaをヘツ
ドＡを支持している電歪素子に供給する。

また、第５図Ｅに示すように、１フイールド
期間進相した電圧Ekを〇印で示すように、第
５図Ｃの場合とは１フイールド期間ずらしてサ
ンプリングホールドして電圧Esbを得、この電
圧EsbをヘツドＢを支持している電歪素子に供
給する。

このようにすれば、上記の点は解決でき
る。

また、第５図Ｄ，Ｅの電圧Esa，Esbのとき
には、電歪素子に応答遅れがあつても、ヘツド
Ａ，Ｂがトラツク２を走査するのは、第５図
Ｄ，Ｅの電圧Esa，Esbのうち、太線部分の期
間であり、このとき、電歪素子は電圧Esa，
Esbに十分に応答しているので、トラツキング
エラーを生じることがない。

上記の点を解決するためには、電圧Ekを
第５図Ｄ，Ｅに示すように１フイールド期間だ
け進相させなければならないが、この電圧Ek
は、周波数発電機の出力パルスPfをカウント及
びＤ−Ａ変換して得ているので、電圧Ekを１
フイールド期間進相させるには、そのカウンタ
のカウント（リセツト時点）を１フイールド期
間分進める必要がある。しかし、そのカウンタ
入力である出力パルスPfは、再生速度Ｎによつ
て１フイールド期間における数が異なる。

そこで、再生速度Ｎと、１フイールド期間の
パルスPfの数との関係を図示すると、第６図Ａ
のようになる。

そして、上記の点を解決するために第４図
Ｃで説明したように、カウンタは、パルスPfを
16コ数えるごとにリセツトしているので、この
カウンタは、結局、「16」の周期性をもつこと
になる。従つて、この「16」の周期性で１フイ
ールドにおけるパルスPfの数を補正（規格化）
すると、第６図Ａは第６図Ｂに示すようにな
る。

そして、この第６図Ｂは、「16」の進め量を
基準にして遅延量に変換すると、さらに第６図
Ｃに示すようになる。

すなわち、カウンタのカウント数を、再生速
度Ｎに対応して第６図Ｃに示すように遅らせて
おくことになる。

第２図Ｄ及び第３図Ｄからも明らかなよう
に、再生速度Ｎが変化しても、電圧Enの直流
レベルは一定であるが、電圧Enの振幅は、Ｎ
＝1/5のときと、Ｎ＝1/3のときとで異なつてい
る。そこで、この再生速度Ｎと、電圧Enの振
幅との関係を図示すると、第８図に示すように
なる。

また、Ｎ＜１のときには、電圧Enの傾斜部
分は右下りであるが、Ｎ＞１のときには、右上
りとなる。

従つて、これらの点を考慮して電圧Enを形
成する必要がある。ただし、電圧Enの周期
は、再生速度Ｎにかかわらず一定であるから、
コンデンサの充放電で形成してよい。

上記〜に示した解決法にしたがえば、特
殊再生時におけるトラツキングエラーを基本的
には補正できるが、その補正回路は、オープン
ループとなるので、こまかなエラー、例えばテ
ープ１の伸縮に起因するエラーは補正できない
ことがある。

そこで、これを補正するには、クローズドル
ープの補正回路を設ければよい。そして、この
補正方法としては、ヘツドを一定周期数でトラ
ツク幅方向に振動（ウオブリング）させると共
に、このときの再生信号のレベル変化から補正
電圧を得、これを電歪素子に帰還すればよい。

この発明は、以上の問題点のうち、特ににつ
いてその解決法に従つて対処し、特殊再生が適切
にできるようにしたものである。

以下、その一例について説明しよう。

第８図において、１０は再生信号系、３０はテ
ープ駆動系、４０はヘツドサーボ回路、５０はこ
のVTRを各動作モードにすると共に、特殊再生
時には、その再生速度Ｎを設定するシテムコント
ロール回路、１００は上記〜に対応するトラ
ツキング補正回路、２００は上記に対応するト
ラツキング補正回路である。

そして、再生信号系１０において、ヘツド１１
Ａ，１１Ｂは例えば第１０図及び第１１図に示す
ように支持されている。すなわち、これらの図に
おいて、２１はほぼ帯状の電歪素子、例えば圧電
屈曲型バイモルフ板素子を示し、その一方の端部
２１Ａが例えば接着剤２２によりヘツド基板２３
に取り付けられ、その他方の端部２１Ｂにヘツド
１１Ａ，１１Ｂが例えば接着剤により取り付けら
れると共に、素子２１と基板２３との間にダンパ
材２４が設けられる。この場合、素子２１に電圧
を供給したとき、その極性及びレベルに対応して
ヘツド１１Ａ，１１Ｂが矢印２５で示すようにト
ラツク幅方向に偏移するように、素子２１の分極
の方向が選定される。

そして、第８図に示すように、ヘツド１１Ａ，
１１Ｂが互いに180゜の角間隔を有するように、
基板２３がテープ案内ドラム（図示せず）に設け
られると共に、回転軸４１を通じてモータ４２に
よりフレーム周波数で回転させられる。そして、
このヘツド１１Ａ，１１Ｂの回転周面に対して、
第１図で説明したトラツクパターンのテープ１が
180゜強の角範囲にわたつて斜めに巡らされると
共に、キヤプスタン３１及びピンチローラ３２に
よつて所定速度Ｎで走行させられる。

この場合、キヤプスタン３１はモータ３３に例
えば直結とされると共に、これには周波数発電機
３４が設けられてＮ＝１のときには、周波数が例
えば960HzとなるパルスPfが取り出される。そし
て、このパルスPfがサーボ回路３５に供給される
と共に、システムコントロール回路５０から再生
速度Ｎを示す基準信号がサーボ回路３５に供給さ
れ、そのサーボ出力がモータ３３に供給される。
こうして、モータ３３は、システムコントロール
回路５０で設定された再生速度Ｎに対応した速度
で回転し、従つて、テープ１はその再生速度Ｎで
走行させられる。

そして、サーボ回路４０においては、通常の再
生時には、ヘツド４３によりテープ１のトラツク
３からコントロールパルスPcが再生され、この
パルスPcが再生アンプ４４を通じ、さらに、通
常再生・特殊再生切り換えスイツチ６１の通常再
生側接点Ｎを通じて位相比較回路４５に供給され
ると共に、例えば回転軸４１にパルス発生手段４
６が設けられてヘツド１１Ａ，１１Ｂの１回転ご
とに１つのパルスPgaが取り出され、このパルス
Pgaが整形アンプ４７を通じて比較回路４５に供
給され、その比較出力がアンプ４８を通じてモー
タ４２に供給される。こうして、サーボ回路４０
によつてヘツド１１Ａ，１１Ｂの回転位相がサー
ボ制御され、通常の再生時には、ヘツド１１Ａ，
１１ＢがトラツクＡ，Ｂを正しく走査するように
される。

従つて、ヘツド１１Ａ，１１Ｂがトラツク２を
走査することによりヘツド１１Ａ，１１Ｂからは
１フイールド期間ごとに交互にFM信号Sfが取り
出され、この信号Sfが再生アンプ１２Ａ，１２Ｂ
を通じてスイツチ回路１３に供給される。

また、回転軸４１に別のパルス発生手段７６が
設けられてヘツド１１Ａ，１１Ｂの１回転ごとに
１つで、かつ、パルスPgaに対して１フイールド
期間位相のずれたパルスPgbが取り出され（パル
スPga，Pgb）を加算したものが、第２図Ｆのパ
ルスPgに対応する）、このパルスPgbが整形アン
プ７７を通じてRSフリツプフロツプ回路７８に
供給されると共に、アンプ４７からのパルスPga
がフリツプフロツプ回路７８に供給される。こう
して、フリツプフロツプ回路７８からは、第１２
図Ａ，Ｂに示すように、ヘツド１１Ａ，１１Ｂの
回転に同期し、１フイールド期間ごとに反転する
矩形波信号Svが取り出される。

そして、この信号Svがスイツチ回路１３に制
御信号として供給されてスイツチ回路１３からは
FM信号Sfが連続して取り出され、この信号Sfが
リミツタ１４を通じてFM復調回路１５に供給さ
れて輝度信号Syが復調され、この信号Syがデイ
エンフアシス回路１６を通じて出力端子１７に取
り出される。

また、特殊再生時には、発振回路４９からフレ
ーム周波数の基準パルスが取り出され、このパル
スがスイツチ６１の特殊再生側接点Ｓを通じて比
較回路４５に供給される。従つて、この特殊再生
時には、発振回路４９の基準パルスに同期してヘ
ツド１１Ａ，１１Ｂが回転すると共に、この回転
に同期してスイツチ回路１３が切り換えられて輝
度信号が再生される。

そして、この場合に生じるトラツキングエラー
が、補正回路１００によつて補正される。

すなわち、第９図は補正回路１００の一例を示
し、周波数発電機３４の出力パルスPf（第４図
Ｂ）が整形アンプ１０８を通じて16進カウンタ１
０１にカウント入力として供給され、そのカウン
ト出力がＤ−Ａコンバータ１０２に供給されて鋸
歯状波電圧Ek（第５図Ｄ，Ｅ）とされ、この電
圧Ekがサンプリングホールド回路１０３Ａ，１
０３Ｂに供給される。また、フリツプフロツプ回
路７８からの矩形波信号Svが、立ち下がりトリ
ガタイプの単安定マルチバイブレータ１０６Ａ，
１０７Ａに順次供給されて第５図Ｄの×印の時
点、すなわち、第１２図Ｃに示すように、ヘツド
１１Ｂがトラツク２を走査しているフイールド期
間の中央の時点に位置するパルスPaが形成され
ると共に、信号Svが立ち上がりトリガタイプの
単安定マルチバイブレータ１０６Ｂ及び立ち下が
りトリガタイプの単安定マルチバイブレータ１０
７Ｂに順次供給されて第５図Ｅの〇印の時点、す
なわち第１２図Ｄに示すように、ヘツド１１Ａが
トラツク２を走査しているフイールド期間の中央
の時点に立置するパルスPbが形成され、これら
パルスPa，Pbが、サンプリングホールド回路１
０３Ａ，１０３Ｂに制御信号として供給される。

従つて、サンプリングホールド回路１０３Ａ，
１０３Ｂからは、第５図Ｄ，Ｅに示す階段波電圧
Esa，Esbが取り出される。そして、これら電圧
Esa，Esbは、加算回路１０４Ａ，１０４Ｂに供
給される。

そして、この場合、回路１１０によつて上記
に対応した処理が行われる。すなわち、アンプ１
０８からのパルスPfが、例えば単安定マルチバイ
ブレータ及び積分回路を有するパルスカウント型
の周波数弁別回路１１１に供給されて第１３図Ａ
に示すように再生速度｜Ｎ｜が大きくなるほどレ
ベルが小さくなる直流電圧Efとされ、この電圧
Efが電圧比較回路１２１に供給される。

この比較回路１２１は、回路１２２〜１２６と
共にＡ−Ｄコンバータ１２０を構成して電圧Ef
をデジタル化するもので、発振回路１２２におい
て第１４図Ａに示すように十分に高い周波数、例
えば119kHzのクロツクパルスが形成され、この
パルスが例えば64進のカウンタ１２３にカウント
入力として供給され、そのカウント出力がＤ−Ａ
コンバータ１２４に供給されてアナログ電圧Ea
とされ、この電圧Eaが比較回路１２１に供給さ
れる。そして、Ea＝Efのとき、比較回路１２１
から出力パルスPeが取り出され、このパルスPe
が遅延回路１２５に供給されて遅延パルスPdと
され、このパルスPdがカウンタ１２３にリセツ
トパルスとして供給される。

従つて、カウンタ１２３にリセツトパルスPd
が全く供給されないとすれば、電圧Eaは、第１
４図Ｂに示すようにクロツクパルスの64サイクル
を１周期として鋸歯状に変化するが、この回路１
２０では、第１４図Ｃ，Ｄに示すようにEa＝Ef
になつたとき、パルスPeが得られて第１４図Ｅ
に示すようにパルスPdが取り出され、このパル
ルスPdでカウンタ１２３がリセツトされるの
で、電圧Eaは、第１４図Ｃに示すように、電圧
Efのレベルに対応した周期となり、また、電圧
Eaのピーク値は電圧Efに等しくなる。

そして、このとき、カウンタ１２３のカウント
値と、電圧Eaのレベルとは対応していると共
に、電圧Efは再生速度Ｎに対応して第１３図Ａ
に示すように変化するので、カウント値のピーク
値は、再生速度Ｎに対応して第１３図Ｂに示すよ
うに変化する。また、このカウント値の下４桁
（2⁰〜2³ビツト）は、再生速度Ｎに対応して第１
３図Ｃに示すように変化する。なお、この第１３
図Ｃは第６図Ｃに一致する。

そして、このカウンタ１２３の下４桁のカウン
ト値が、ラツチ回路１２６に供給されると共に、
比較回路１２１の出力パルスPeがラツチ回路１
２６にラツチ制御信号として供給される。従つ
て、ラツチ回路１２６においては、第１３図Ｃの
特性の値がラツチされることになる。

そして、このラツチ回路１２６の出力が、プロ
グラマブルカウンタ１１５に分周比のセツト信号
として供給されると共に、アンプ１０８からパル
スPfがカウンタ１１５にカウント入力として供給
され、さらに、アンプ４４からコントロールパル
スPcがカウンタ１１５にリセツトパルスとして
供給される。さらに、カウンタ１１５のキヤリー
出力Puが、RSフリツプフロツプ回路１１６のセ
ツト端子Ｓに供給されると共に、アンプ４４から
のパルスPcがフリツプフロツプ回路１１５のリ
セツト端子Ｒに供給される。

従つて、再生速度ＮがＮ＝Nxとすると、カウ
ンタ１１５は第１３図Ｃの特性にしたがつてｘ進
カウンタにプログラムされるので、カウンタ１１
５がパルスPcによりリセツトされると、第１５
図Ａ，Ｂに示すように、このパルスPcからパル
スPfをｘ個カウントした時点に、キヤリー出力
Puが得られる。そして、このパルスPuによりフ
リツプフロツプ回路１１６がセツトされると共に
パルスPcによりリセツトされるので、フリツプ
フロツプ回路１１６からは、第１５図Ｃに示すよ
うに、パルスPcから再生速度Ｎに対応した期間
後に立ち上がる出力信号Siが得られる。

そして、この信号Siが微分回路１１７に供給さ
れて第１５図Ｄに示すように立ち上がりの微分パ
ルスPiが取り出され、このパルスPiがカウンタ１
０１にリセツトパルスとして供給される。従つ
て、カウンタ１０１は、再生速度Ｎに対応して第
１３図Ｃに示すパルスPfの数だけパルスPcから
遅れてカウントを開始するので、そのカウント出
力のＤ−Ａ変換した電圧Esは、第１５図Ｅに示
すようになり、すなわち、電圧Esは、再生速度
Ｎに対応して第６図Ｃにおいて説明したように遅
れていることになる。従つて、上記に対応した
補正が行われたことになり、電圧Ekは所望のも
のとなる。

なお、テープ１の走行方向が記録時と同方向
（Ｎ≧０）のときには、電圧Esの傾斜部分は第１
５図Ｅに示すように右上りであるが、逆方向（Ｎ
＜０）のときには右下りとする必要がある。

そこで、システムコントロール回路５０からテ
ープ１の走行方向によつてレベルが“０”または
“１”に変化する電圧が取り出され、この電圧が
カウンタ１０１に加算カウントまたは減算カウン
トの制御信号として供給され、Ｎ≧０のときには
加算カウント、Ｎ＜０のときには減算カウントと
される。

さらに、回路１５０によつてフイールド周期の
鋸歯状波電圧En（第２図Ｄなど）が形成され
る。

すなわち、アンプ４７，７７からのパルス
Pga，Pgbがオア回路１５１に供給されて第２図
Ｆ及び第１６図Ａに示すように、フイールド周期
で、かつ、ヘツド１１Ａ，１１Ｂの走査開始時点
に位置するパルスPgとされ、このパルスPgが鋸
歯状波電圧形成回路１５２（詳細を後述する）に
供給されて第２図Ｄ及び第１６図Ｂに示すように
パルスPgに同期した鋸歯状波電圧Enが形成さ
れ、この電圧Enが直流レベル補正回路１６０に
供給される。

この補正回路１６０は、電圧Enの直硫レベル
を、後述する補正回路２００の出力の直流レベル
に等しくするためのもので、形成回路１５２から
の電圧Enが、オペレーシヨナルアンプ１６１を
通じてサンプリングホールド回路１６２に供給さ
れると共に、マルチバイブレータ１０７Ａ，１０
７ＢからのパルスPa，Pbがオア回路１６５に供
給されて第１２図Ｅ及び第１６図Ｃに示すように
各フイールド期間の中央に位置するパルスPmと
され、このパルスPmがサンプリングホールド回
路１６２に制御信号として供給される。従つて、
サンプリングホールド回路１６２からは、電圧
Enの傾斜部分の中央のレベル、すなわち、電圧
Enの直流レベルに等しいレベルの直流電圧が取
り出される。

そして、この直流電圧がオペレーシヨナルアン
プ１６３に供給されると共に、基準電圧源１６４
から補正回路２００の出力の直流レベルに対応す
るレベルの基準電圧Erがアンプ１６３に供給さ
れて両入力電圧の差電圧がアンプ１６３から取り
出され、この差電圧がアンプ１６１に供給され
る。従つて、アンプ１６１からの電圧Enの直流
レベルと基準電圧Erとの間に差を生じると、こ
の差分だけアンプ１６１において電圧Enの直流
レベルが増減されるので、第１６図Ｄに示すよう
にアンプ１６１からの電圧Enの直流レベルは基
準電圧Erに等しくなる。

そして、このアンプ１６１からの電圧Enが、
サンプリングホールド回路１５３に供給されると
共に、オア回路１５１からのパルスPgがサンプ
リングホールド回路１５３に制御信号として供給
されて第１６図Ｅに実線で示すように、各フイー
ルド期間の各開始時点における電圧Enのレベル
に等しいレベルの直流電圧Epが取り出される。
そして、この電圧Epが、スイツチ回路１５４に
供給されると共に、アンプ１６１からの電圧En
がスイツチ回路１５４に供給され、また、フリツ
プフロツプ回路７８からの１フイールド期間ごと
に反転する矩形波信号Sv（第１６図Ｆに再掲。
第１２図Ａと同じ）が、スイツチ回路１５４に制
御信号として供給される。従つて、スイツチ回路
１５４からは、第１６図Ｇ，Ｈに示すように、電
圧EnとEpとが１フイールド期間ごとに繰り返
し、かつ、この繰り返しの位相が互いに異なる電
圧Ena，Enbが得られる。

そして、この電圧Ena，Enbが加算回路１０４
Ａ，１０４Ｂに供給されて電圧Esa，Esb（第５
図Ｄ，Ｅ）に加算される。この場合、第１７図Ａ
〜Ｄに示すように（第１７図Ａ，Ｂは第５図Ａ，
Ｂと同じ。第１７図Ｃ，Ｄは第１６図Ｇ，Ｈと同
じ）電圧Esa，Esbの太線部分に、電圧Ena，
Enbの傾斜部分が位置するものであり、従つて、
加算回路１０４Ａ，１０４Ｂからは、第１７図
Ｅ，Ｆに示す補正電圧Eca，Ecbが取り出され
る。

そして、この補正電圧Eca，Ecbが、アンプ１
０５Ａ，１０５Ｂを通じて電歪素子２１，２１の
一方の電極に供給される。

従つて、電歪素子２１，２１は電圧Eca，Ecb
にしたがつてたわむので、ヘツド１１Ａ，１１Ｂ
は電圧Eca，Ecbに対応してトラツク２の幅方向
に偏移し、従つて、特殊再生時にも、ヘツド１１
Ａ，１１Ｂはトラツク２を正しく走査する。

ここで、鋸歯状波電圧形成回路１５２の具体例
について説明しよう。

第１８図はその一例を示すもので、エミツタフ
オロワのトランジスタQ₁，Q₂が設けられ、それ
らのエミツタ間に、抵抗器R₁とスイツチング用
のトランジスタQ₃のコレクタ・エミツタ間とが
接続されると共に、そのコレクタに充放電用のコ
ンデンサC₁が接続され、また、この接続点がア
ンプ１６１の入力端に接続される。

さらに、弁別回路１１１からは第１３図Ａに示
す電圧Efが得られ、これは第１９図の破線のよ
うにも示すことができるが、この電圧Efがスイ
ツチ回路１５６に供給されると共に、インバータ
１５７に供給されて第１９図に鎖線で示すように
レベル反転した電圧とされ、この電圧がス
イツチ回路１５６に供給される。また、システム
コントロール回路５０からテープ１の走行方向に
よつてレベルが“０”または“１”に変化する電
圧が取り出され、この電圧がスイツチ回路１５６
に制御信号として供給され、Ｎ≧０のときには電
圧Efが取り出され、Ｎ＜０のときには電圧が
取り出される。従つて、このスイツチ回路１５６
の出力電圧Ejは、第１９図に実線で示す特性と
なる。

そして、この電圧Ejが、トランジスタQ₁のベ
ースに供給されると共に、Ｎ＝１のときの電圧
Ejのレベルに等しいレベルの電圧E₁が、トラン
ジスタQ₂のベースに供給される。また、オア回
路１５１からのパルスPgがトランジスタQ₃のベ
ースに供給され、パルスPgごとにトランジスタ
Q₃はオンとされる。

従つて、Ｎ＜１の場合には、Ej＜E₁なので、
トランジスタQ₃がオンになると、コンデンサC₁
は、トランジスタQ₃を通じて瞬時に充電され、
コンデンサC₁の端子電圧En＝E₁となる（トラン
ジスタQ₁〜Q₃の各降下電圧は無視する）。そし
て、トランジスタQ₃がオフになると、コンデン
サC₁の電圧Enは、Ej＜En（＝E₁）なので、抵抗
器R₁を通じて放電し、次第に低下していく。従
つて、この場合には、コンデンサC₁の端子電圧
Enは、第１６図Ｂの左側に示すように変化す
る。

そして、このとき、再生速度Ｎが小さければ、
電圧Ejは低くなり、放電開始時における電圧En
（＝E₁）とEjとの差が大きくなるので、電圧Enの
振幅は大きくなる。従つて、Ｎ＜１における電圧
Enの振幅は、第７図に示す特性となる。

また、Ｎ＞１の場合には、Ej＞１なので、ト
ランジスタQ₃がオンになると、コンデンサC₁は
トランジスタQ₃を通じて瞬時に放電し、その端
子電圧EnはEn＝E₁となる。そして、トランジス
タQ₃がオフになると、Ej＞En（＝E₁）なので、
コンデンサC₁は抵抗器R₁を通じて充電され、次
第に上昇していく。従つて、この場合には、コン
デンサC₁の端子電圧Enは、第１６図Ｂの右側に
示すように変化する。

そして、このとき、再生速度Ｎが大きければ、
電圧Ejは高くなり、充電開始時における電圧En
（＝E₁）とEjとの差が大きくなるので、電圧Enの
振幅は大きくなり、従つて、Ｎ＞１における電圧
Enの振幅は、第７図に示す特性となる。

なお、Ｎ＝１の場合には、Ej＝E₁で、コンデ
ンサC₁の充放電は行われないので、電圧Enは一
定レベルの直流電圧となる。

次に、トラツキング補正回路２００について第
８図により説明しよう。

発振回路２０１において、周波数が例えば450
Hzの発振信号が形成され、この信号が加算回路１
０４Ａ，１０４Ｂ及びアンプ１０５Ａ，１０５Ｂ
を通じて電歪素子２１，２１に供給され、従つ
て、ヘツド１１Ａ，１１Ｂは第２０図に示すよう
にトラツク２を幅方向に振動（ウオブリング）し
ながらトラツク２を走査する（直線２Ｃはトラツ
ク２の中心線、曲線１１Ｃはヘツド１１Ａ，１１
Ｂの中心の走査軌跡を表す）。なお、この振動の
振幅Δｗは、トラツク２の幅Twの例えば10％と
される。

従つて、ヘツド１１Ａ，１１ＢからのFM信号
Sfは、ヘツド１１Ａ，１１Ｂの振動に対応してレ
ベル（エンベロープ）が変化することになる。

そして、スイツチ回路１３からのFM信号Sf
が、チユーニングアンプ２０２に供給されて信号
Sfのうち、水平同期パルスPhによつてFM変調さ
れたときの周波数成分の信号Stが取り出され、こ
の信号Stがサンプリング回路２０３に供給される
と共に、デイエンフアシス回路１６からの輝度信
号Syが同期分離回路２０４に供給されて水平同
期パルスPhが取り出され、このパルスPhがサン
プリング回路２０３に供給されて信号Stのうち同
期パルスPhによつて変調された信号Shが、パル
スPhごとに取り出される。この場合、この信号
Shは、水平同期パルスPhによつてFM変調された
FM信号であるから、本来は一定の周波数で、か
つ、一定のレベルであるが、上述のウオブリング
によつて信号Shのレベル（エンベロープ）は、
ヘツド１１Ａ，１１Ｂの振動に対応した大きさに
なつている。

そして、この信号Shが、ウオブリングの周波
数、すなわち、450Hzを同調周波数とするチユー
ニングアンプ２０５を通じて同期検波回路２０６
に供給されると共に、発振回路２０１の発振信号
が移相回路２０７を通じて検波回路２０６に基準
信号として供給される。従つて、信号Shが同期
検波されることにより検波回路２０６からは、ヘ
ツド１１Ａ，１１Ｂの振動の中心とトラツク２の
中心との間隔、すなわち、平均的な中心間隔に
対して第２１図に示すようにレベルが変化する検
波電圧Ewが、水平同期パルスPhごとに得られ
る。

そして、この電圧Ewがサンプリングホールド
回路２０８Ａ，２０８Ｂに供給されると共に、フ
リツプフロツプ回路７８からのフイールド期間ご
とに反転する信号Sv（第１２図Ｂ）及びこれと
は逆相の信号がサンプリングホールド回路２
０８Ａ，２０８Ｂに制御信号として供給され、ヘ
ツド１１Ｂがトラツク２を走査しているフイール
ド期間には、回路２０８Ａにおいてサンプリング
ホールドが行われ、他のフイールド期間には、回
路２０８Ｂにおいてサンプリングホールドが行わ
れる。

こうして、回路２０８Ａ，２０８Ｂからは、ヘ
ツド１１Ａ，１１Ｂの平均的な走査位置に対し
て第２１図に示すように極性及びレベルが変化す
る電圧Ewa，Ewbが連続して取り出され、この
電圧Ewa，Ewbがアンプ２０９Ａ，２０９Ｂを
通じて電歪素子２１，２１の他方の電極に供給さ
れる。

従つて、この補正回路２００によつてクローズ
ドループのトラツキング補正が行われる。

以上のようにして、この発明によれば、トラツ
キング補正が行われるので、どのような再生速度
Ｎであつても、良好な再生画面を得ることができ
る。しかも、主要部はデジタル処理なので、信頼
度が高い。

なお、上述においては、トラツク２に記録され
ている信号は、白黒映像信号の場合であるが、カ
ラー映像信号の場合、すなわち、搬送色信号を
FM信号Sfの低域側に周波数変換して記録してい
る場合には、ヘツド１１Ａ，１１Ｂのウオブリン
グ周波数ｗを、ｗ＝２ｎ＋１／２ｖｎ：正の整数ｖ：フイールド周波数にすればよい。すなわち、このようにすれば、ウ
オブリングによつてヘツド１１Ａ，１１Ｂの再生
出力レベルがウオブリング周期で変動し、その結
果、色飽和度に濃度むらを生じても、これがイン
ターリーブによりフイールドごとにキヤンセルさ
れて目立たなくなる。

また、１本おきのトラツク２と、残る１本おき
のトラツク２とで、アジマス角を違えて記録す
る、いわゆるアジマス記録されたテープ１の再生
時にも、この発明を適用できる。

さらに、例えばトラツク３にコントロールパル
スPcよりも十分に高い一定の周波数の信号を記
録しておき、これを再生してパルスPfの代わりに
使用してもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図はトラツクパターンの一例を示す図、第
２図〜第７図、第１０図〜第１７図及び第１９図
〜第２１図はこの発明を説明するための図、第８
図、第９図はこの発明の一例を示す系統図、第１
８図はその一部の一例の接続図である。１は磁気テープ、１０は再生信号系、３０はテ
ープ駆動系、４０はヘツドサーボ回路、１００，
２００はトラツキング補正回路である。

Claims

【特許請求の範囲】１一対の回転磁気ヘツドにより磁気テープ上に
斜めの磁気トラツクとして記録された映像信号
を、上記回転磁気ヘツドにより上記磁気トラツク
への記録時のテープ走行速度とは異なるテープ走
行速度で再生するにあたつて、上記回転磁気ヘツ
ドを一対の電気−機械変換素子によりそれぞれ支
持し、この電気−機械変換素子へ供給する偏倚制
御電圧により上記回転磁気ヘツドのトラツキング
をとる再生装置において、上記磁気テープの走行
を行うための駆動手段と、この駆動手段に設けら
れた、その駆動速度に比例した駆動速度信号を発
生する周波数信号発生手段と、上記回転磁気ヘツ
ドの回転位相を示す回転位相信号を出力する手段
と、上記磁気テープ上の上記磁気トラツクに対応
して記録されたテープの位置信号を検出して出力
するテープ位置検出手段と共に上記駆動速度信号
のパルス数を上記テープ位置信号の周期に関連し
てカウントするカウント回路と、このカウント回
路の出力信号に基づいた位相の鋸歯状波信号を形
成する回路と、この鋸歯状波信号から上記回転位
相信号のパルスごとに変化する階段波状電圧信号
を形成する回路と、上記回転位相信号の示す位相
に基づいて上記磁気トラツクごとに傾斜電圧信号
を得る回路と、上記階段波状電圧信号及び傾斜電
圧信号の加算出力を上記電気−機械変換素子へ供
給する回路とから上記偏倚制御電圧を得るように
した映像信号の再生装置。２上記駆動速度信号のパルス数をカウントする
カウント回路は、カウンタと、このカウンタのタ
ウント開始のタイミングを設定する設定回路とを
有し、この設定により上記鋸歯状波信号の発生位
相を、上記回転位相信号の示す位相に対して相対
的に可変できるようにした特許請求の範囲第１項
による映像信号の再生装置。３上記鋸歯状波信号を、上記回転位相信号より
も少なくとも１トラツク分だけ早く発生させるよ
うにした特許請求の範囲第２項による映像信号の
再生装置。４上記タイミング設定回路は、上記駆動速度信
号から上記磁気テープの走行速度を検出する検出
回路を有し、この検出回路の速度信号に応じて上
記カンウタのカウント開始タイミングを変更する
ようにした特許請求の範囲第２項による映像信号
の再生装置。