JPS6214596A - 音響変換器におけるノイズ除去方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、時間領域（ｔｉｍｅ　ｄｏｍａｉｎ　）雑音
除去に関する。特に本発明は、音響距離測定用の変換器
におけるノイズ除去に関する。

〔従来の技術〕

距離測定においては、従来より音響パルスの遅延線が用
いられて来た。

音響変換器を用いた直線距離測定装置が、テラーマンＣ
Ｔｅｌｌａｒｍａａ　）　　の米国特許！３，８９８，
５５５号において開示されている。この装置においては
。

モード変換器が強磁性体導波装置の一端に設けられてい
る・可動性の永久磁石がその導波装置に搭載されている
。パルス発生器からの電気的パルスを導波装置中を通っ
ている導電線に加えるための回路が設けられている・電
気的パルスから生ずる磁界が、永久磁石からの磁界と相
互作用を行なう時、ねじれ性の音響パルス（５ｏｎｉｃ
　ｔｏｒｉｉｏｎａｌｐｕｌｓｅ　）が、導波装置に沿
って伝送を始める。

ねじれ性の音響パルスはモード変換器で検知され、検知
したモード変換器は１次に電気的帰還信号（パルス）を
発生する。この帰還信号は検知され、前記の導電線およ
び導波装置にパルスが加えられた時に発生した直流出力
パルスを終わらせるのに用いられる。このようにして、
導１線にパルスが加えられてから、モード変換器からの
対応する′電気パルスを受信するまでの期間を表わすと
ごろの各々のパルスが発生される。

そのパルス列は平均化され（フィルターを通され）％導
波装置に沿った永久磁石の位置に直接に比例するパルス
列の値に比例した直流電圧出力に変換される。

本発明は、直流出力パルスを生じる開始パルスに対応し
て、その出力パルスが、モード変換器からの信号が検知
された時にのみ終了するようにすることを保証するもの
である。帰還パルスの周波数スペクトラムは、スイッチ
接点や、ソレノイド。

モータのオン・オフ切換え等から生じる産業ノイズを含
むところの無線周波数帯域にある。そのようなノイズは
、磁気性のものにせよ、谷菫性のものにせよ、或いは放
射性によるものにせよ、変換器において信号として拾わ
れてしまう、この帰還ラインにおけるノイズは、直流出
力パルスを誤まって終了させてしまい、したがって直流
パルス列の過渡的な変化を招く。

ノイズの受信を防止するためのこれまでの方法は不適当
であることが解って来た。例数ならば。

ノイズは目的の帰還パルスと同じ周波数帯域にあるため
に、通常の受動型選択帯域通過フィルターは役に立たな
いからである。

ノイズが除去できるように、信号対ノイズ比を改善する
ためにモード変換器からの帰還信号レベルを上げようと
する試みは、信頼性がないということが解って来た。な
ぜならば、モード変換器帰還信号の振巾ば、通常の回路
及び製造可能な変換器部品によっては、ノイズの振巾よ
り有意的に高くは上げられないからである。

〔本発明の目的及び概要〕

本発明は、ノイズが目的の帰還パルスと同じ周波数帯域
にあっても、ノイズを除去できる装置と方法を開示する
。

特に、この装置と方法は、′を気的なスタートパルスが
変換器と変換器上に置かれた磁石とに加えられ、磁石と
基準位置との間の距離に比例する、スタートパルスに引
続く時間に受信される帰還パルスを発生させるような距
離測定音響変換器において有用である。

ノイズ除去とこのような帰還選択信号の受信は。

帰還信号の受信時に関連する、どのような望ましい時間
憤域の間においても達成される。直流出力パルスによっ
て帰還パルスの受信を妨げる禁止信号が、図ではフリッ
プフロ２プで示されているところの出力パルス発生器に
加えられる。この禁止信号は、スタートパルスと共に発
生され、モードｆｌｌＮ器からの帰還パルスが期待され
る時間インク−パルの終了のすこし前に消滅する。禁止
信号が存在する間は、全ての信号が出力パルス発生器に
よって、除外される。

特に、改良された直線距離測定装置が開示される。この
方法を音響変換器に適用することによりで、ノイズの受
信が防止され、この結果測定信号の信頼性が向上する。

〔実施例〕

テラーマン（Ｔｅｌムｅｒｍａｎ　）　　の米国特許第
３．８９８．５５５号に開示された音響変換器におい　
　　　　　　　１ては、繰り返し周期において電気的な
電流パルス（スタートパルスとしての）を導波装置に加
え。

導波装置上の可動磁石が導電線中の電流パルスによって
発生された磁界を歪ませ、その結果導波装置中にねじれ
パルス（ｔｏｒｉｏａｍｌ　ｐｕｌｓｅ　）を発生する
ものである。

このねじれパルスは、検知されて帰還（ｒｅｔｕｒｎ）
電気信号を発生する。そして、スタートパルスの開始と
帰還電気信号の受信との間の時間は、導波装置上の磁石
の位置に比例する。このような方法によって、距離は、
磁石が外部の作用に応じて導波装置に沿って種々の位置
を取る時に、正確に測定されることができる。

第１図は１本発明による改良を含むところの直線距離測
定装置の概要を示す回路図である。時間領域ノイズ除去
回路の第１の形態は、米国特許第３．８９８，５５５号
の第５図及び明細書に示されている音響変換装置及び回
路に統合されるものであり、これらは音響変換器とその
動作の詳細な説明のために参照されるものである。

動作時においては、［気的スタートパルス、即ち印加さ
れるスタートパルスがパルス発生器ｘ。

によって発生される。パルス発生器１０は、設定された
インターバルにより１周期Ｔを有するパルス１０人を印
加する。パルス１０人は、導電線１１中を１強磁性体で
できている導波装置１３に沿って伝搬される。導電１ｉ
１１中の電流から生ずる磁界は導波装置１３中に集中さ
れる。可動磁石１２が導波装置１３上に搭載され、その
磁界は導ＩｌＬ線１１からの磁界を歪ませ、そして電気
的パルスに応答して、導波装置内にねじれパルスを出す
。この可動磁石は、位置が検知できる部材に結合するこ
ともできる。

モード変換器１４（米国特許第３，８９８，５５５号の
モード変換器２４に対応する）は、同米国特許に説明さ
れている様に、導波装置中のねじれパルスの影響を受け
るセンサーを含んでおり、ライン１４人を通ってフリッ
プフロップ２１に供給され、さらに檜号処理回路１５に
供給される。対応した電気的電流帰還信号（パルス）を
発生する様に構成されている。フリップフロップ２１は
、パルス整形器又は発生器を含み、それがリセットされ
るまで、実質的に一定レベルの直流′適圧信号をライン
２１人に供給する。リセットされると、ライン２１人上
の直流信号は直流パルスと成り、そして、この様な繰返
しパルスが直流出力パルス列を形成するのに用いられる
。

信号処理回路１５は、米国特許第３，８９８，５５５号
の第５図に示された処理回路の、スイッチ４６の出力側
部分に代表されるものであり、その中のフリップフロッ
プ２１は、それがセットされた時に、直流信号出力を供
給する。信号処理回路１５は、ライン２１Ａを通して、
フリップフロップ２１からの直流出力パルスを受ける。

これら各々のパノトスは、それぞれのスタートパルスＩ
ＯＡからモード変換器１４の帰還パルスがフリップフロ
ップ２１をリセットするまでの時間に等しい幅を持つて
いる。

信号処理回路１５はライン１２人上の直流出力パルスを
ｐ波し、ライン２２に直流出力電圧信号を供給する。こ
の直流出力電圧信号は、利用装置２８の作動電力供給の
ために、或いはメーター等を駆動するために、言い換え
ると、スタートパルスとこれに対応する帰還パルスとの
間の時間によって決まる１ｇ１石と基準位置間の距離に
比例する。

ライン２２上の直流電圧レベルを表示するために利用さ
れる。

米国特許第３，８９８，５５５号に示されているような
、従来の回路は、先の回路においては、パルス発生器１
０がモード変換器の出力を受けるフリップフロップをト
リガーする。即ちセットするのに対し１本実施例ではそ
うではない点を除いては。

これまで述べたものと実質的に同じである。

第２図は従来技術における回路の概略的な動作を示すタ
イムチャートである。これは、ライン１４人上にノイズ
の影響を示している点を除いては、米国特許第３，８９
８，５５５号の第６図における表現と、類似している。

第２図の波形人は加えられるスタートパルス１０人を示
している。このパルスは周期Ｔを有し。

導電線１１上に現われる。同図の波形Ｂはライン１４人
上の位置帰還信号を示している。この信号は１４Ｂとし
て示されている。例えば、波形人の最初のスタートパル
ス１０人が発生されると、波形Ｂの２つ目の帰還信号１
４Ｂがそのスタートパルス１０人に対応する帰還となる
。波形Ｃはライン２１Ａ上の直流出力パルス列を示す。

そして図から分る様に、パルス２１Ｂはパルス１０人の
発生によって開始され、モード変換器１４からの帰還信
号１４Ｂがフリップフロップ２１によって受信された時
に終了する。

従来の回路では、フリップフロップ２１は、パルス発生
器１０からのパルス１０人によってセットされ、スイッ
チを通して直流信号を供給し、そしてモード変換器１４
からの電流パルスがフリップフロップに受は取られた時
にリセットされて直流パルス信号をカットし、磁石の位
置に比例した期間（持続時間）を有するパルス列を供給
する。

ライン２１λ上の出力パルス列はＰ波されて、磁石の位
置に比例した平均直流電圧を、処理回路１５に対応した
回路において発生する。この直流電圧出力は、第１図の
ライン２２の上に現われる。

第２図の波形りは、波形Ｃのパルス列をｐ波し、平均化
して得られた直流出力電圧を示す。

第２図の波形Ｃから理解されるように、十分な振幅値の
ノイズ信号１４Ｃがライン１４人上に現われる時、それ
は、正規の帰還パルス１４Ｂと同じ様に働き、フリップ
フロップ２１をリセットして直流出力パルスを早まって
終了させる。そして。

２１Ｃで示されるような短かいパルスを発生させて磁石
位置の間違った表示をしてしまう０９４７２１人上のパ
ルスは、印加されたスタートパルス１０人の各々によっ
て開始されるので。

図の信号１４Ｃによって示されるようにノイズが受信さ
れると、１周期Ｔの実質的な部分に対して出力直流信号
が存在しなくなる◎その結果、波形りの２２人で示され
るように、出力ライン上により低い平均直流信号が現わ
れ、誤まり出力を供給する・ 本発明を実行するに当たっての代表的な回路が、第１図
に１６人で示される。回路１６人は、フリップフロップ
２１の出力を高レベル、即ち実質的に一定の振巾の直流
電圧にセットするために、フリップフロップエ６にセッ
ト・禁止パルス信号（以下、禁止信号と呼ぶ）を加える
。これによりて、フリップフロップ２１は、禁止信号が
存在しない１窓″の期間、即ちライン１４人上に正規の
位置帰還信号の到来が期待される期間を除いて。

ライン１４人上の信号（これはフリップフロップ２１を
リセットするのであるが）の存在にか＼わりなく、高レ
ベルの状態に維持される。

禁止信号の長さまたは時間は、ライン２２上の平均直流
電圧出力信号で示されるような、前の位置帰還信号の帰
還タイミングに基づ（。図のように、フリップフロップ
１６はフリップフロップ２１のセクト入力に接続される
Ｑ出力〔フリップフロップ１６がセット状態の時、高レ
ベルとなる）を有する・ライン２１人上のフリップフロ
ップ２１の出力は、フリップフロップ１６がライン１６
Ｂ上に（高レベル）出力を供給し続ける限り、リセット
状態、即ち低信号レベルに変わることはできない。

ライン１６Ｂ上に禁止信号が現われている期間は、ライ
ン２２上の直流出力信号の関数である。

：： それゆえ、ライン１６Ｂ上のパルスの時間巾は、ライン
２１人上のパルスの以前の時間または巾の関数である・
図のように、禁止信号の時間は、ライン２２上の直流出
力電圧を、設定された既知の率で充電されるタイミング
容量（コンデンサ）によって制御されるライン１８人上
の電圧と比較することによって制御される。それゆえ、
フリップフロップ１６をリセットするまでの遅延時間が
制御される。

定電流源１８は、容量（コンデンサ）１７の一方の電極
に接続される出力ライン１８人を有し、容量１７の他方
の電極は接地される。ライン１８人はまた。トラーンジ
スタスイッチ１９のコレクタに接続され、前記トランジ
スタのベースはフリップフロップ１６のＱ出力へ接続さ
れる。このようにして、フリップフロップ１６がリセッ
ト状態の時は、トランジスタ１９が導通するように、そ
のベースがバイアスされるので、ライン１８人とこれに
接続された容量１７の電極とをそのエミッタを通して接
地する。

パルス発生器１０からのパルスＩＯＡによってフリップ
フロップ１６がセットされると、トランジスタ１９のベ
ースに接続されているフリップフロップのＱ出力は低レ
ベルへ変化し、トランジスタ１９はこの後遮断状態とな
る。これによって容量１７は電流源１８からのライン１
８人上の出力によって充電を始める。容量１７が充電さ
れるに従い、ライン１８人上の電圧は上昇を始める。そ
してこの電圧は、比較器２０の一方の入力において感知
される・ 比較器２０の他の入力は直流出力電圧ライン２２に接続
されている。ライン１８人上の電圧がライン２２上の直
流出力電圧に等しくなった（または。

これを超えた）時、比ｆｉ器２０は、フリップフロップ
１６をリセットする高レベル出力をライン２ＯＡ上に供
給する。フリップフロップ１６がリセットされると直ち
に、禁止信号がライン１６Ｂ上から除かれて、ライン１
６Ｂは低レベルとなり、トランジスタ１９は容量１７を
放電すぺ（導通される。

こうして容１１１７を新しいサイクルの開始に備えさせ
る。

禁止信号がライン１６Ｂからなくなった時から、新しい
パルスまたは信号がライン１６Ｂ上に現われてフリップ
フロップ２１をセットし、この信号がライン１６Ｂ上に
存続する間、即ち禁止信号パルス巾の期間、フリップフ
ロップ２１の出力が高レベルの状態に維持されるように
なるまで、フリップフロップ２１は、モード変換器１４
からの。

ライン１４Ａ上の適当なレベルの信号が、ライン２１人
の高レベル信号を除くようにフリップフロップ２１をリ
セットできる状態に維持される。

第３図におけるタイミング図は１本発明の時間領域ノイ
ズ除去方法の動作を説明するものである。

波形人及びＢはパルス発生器１０から供給されたスター
トパルス１０人と、モード変換器１４からの対応する位
置帰還パルスとを、それぞれ表わしている。波形Ｃは、
フリップ７０ツブ１６からライン１６Ｂ上に供給される
セット−禁止パルス信号（禁止信号）を我わす、この禁
止信号はフリップフロップ１６をセクトするパルス１０
人の立上がりで始まり、比較器２０が出力を出した時に
終了する・ 波形Ｃの、１６Ｃで示される禁止パルス信号は。

位置帰還信号１４Ｂがモード変換器１４より発生される
ことが期待される時点の、成る短かい時間前に終了する
。この短かい時間は、波形Ｃにおいて距離１４Ｄとして
表わされ、そして、それは禁止信号１６Ｃの立下がりと
信号１４Ｂの正極性のピークとの間の時間差である。

位置帰還信号１４Ｂの正のピークが設定レベルを超える
と、フリップフロップ２１はリセットされて、ライン２
１人上の高レベル信号はカットオフされる。これにより
て生ずるパルスが、波形りの２１Ｄで表わされる直流出
力パルスである。パルス２１Ｄの立下がりエッヂは、禁
止信号１６Ｂが除かれた後にあられれる。ライン１４人
上の信号がフリップフロップ２１をリセットできる期間
である”窓“　は、ｍ形Ｃにおいて１６Ｄで表わされる
・ したがって、ライン１４人のいかなるノイズ１４Ｃもフ
リップフロップ２１をリセットすることはなく、波形り
のパルス列２１Ｄ、または、このような出力パルス列を
平均化して得られる出力信号（波形Ｅとして示される）
に影響を与えることは防止される。もしも１例えば第３
図の波形Ｂに１４０で示されるようなノイズが生じた場
合でも、それが、禁止信号が高レベルの期間内であれば
、それがフリップフロップ２１をリセットすることはな
い。

本発明においては、これまでと同じ方法で、ディジタル
出力を与えることができ、禁止信号は、ディジタル計数
の正確さを保証するために利用することができる。第４
図は、ディジタル出力を得るための簡単な概要図である
。

信号処理回路１５に接続され、また禁止信号回路１６人
にも接続されている。フリップフロップ２１（それはパ
ルス生成装置である）から、ライン１２λ上に供給され
る直流パルス出力は、また。

ＡＮＤゲート６０の１つの入力にも供給される。

ＡＮＤゲート６０の他方の入力は、ライン６２にカウン
ト用クロックを供給する水晶クロック回路６１の出力に
接続されている。

直流出力パルス２１Ｄ（これは磁石１２の位置を示す）
によって、ＡＮＤゲート６０がライン２１人から高レベ
ル入力を与えられる時は、クロック回路６１からの計数
用クロックがＡＮＤゲー）６０の出力線６３およびカウ
ンター６４に与えられる。

入ＮＤゲート６０が、ライン１１上のノイズによって誤
まりた時期にトリガーされるのを防ぐために。

フリップフロップ２１の状態変化を禁止するための禁止
信号がライン１６Ｂに与えられる。ライン１６Ｂ上のパ
ルスは、時間巾変調さイｔたパルスである禁止信号であ
る。

時間軸で表わした第５図は、ディジタル計数出力を用い
て、各信号の状態を表わしたものである。

これまでと同じように、刀口んられるスタートパルスは
波形人においては１０人として示されており。

またライン１４人上の、対応する位［４還パルス１４Ｂ
は波形Ｂで掟わされる。これらの帰還パルスはモード変
換器１４から来る。波形Ｃに示されている直流出力パル
ス列の各パルスは、パルス１０人の開始から、これに対
応する信号１４Ｂの受信までの間の時間差に応じて鴫ｆ
ｌされている。

これらはライン２１人におけるディジタルパルス列から
発生される直流出力が波形Ｐで示される。

これは、第１図のライン２２に現われる直流信号に和尚
するものである。

パルス列内の直流出力パルスは、第５図Ｂに符号６５で
示されているように，Ｄ／人変換のため。

コンピューターに直接にインプットするため，あるいは
ライン６３に接続されたカウンターに表示されるために
用いられる、ディジタル計数値で表わされることができ
る。

第４図のクロック回路６１からのクロック信号は波形り
で示され，フリップフロップ１６からの禁止信号は波形
Ｇで示される。この禁止信号は、前の場合と同じように
，禁止信号期間の間，ノイズがフリップフロップ２１を
トリガーするのを防止することによって、正確なディジ
タル計数を保証するために用いられる。禁止信号期間も
前記のように，出力直流信号の関数である。

この時間領域ノイズ除去方法の他の実施例は、再ｕ＃項
プロセスによってフリップフロップ２１からの直流出力
パルスのパルス巾を，延長し，もしくは倍増することを
含むものである。これを実施するための回路は，各々の
位置帰還信号によってトリガーされるところのカウンタ
ー及び第２パルス発生器の追加を含むものである。

これは、ｆＡ在でも、標準のディジタル製品を用いて計
数精度を向上させるための、米国特許第３、８　９　８
，５　５　５号に示されている変換器の商業的実用にお
いて，成されている．ノイズ除去禁止信号は，第１図と
同じような方法で，ライン２２上の平均化された直流出
力信号に基づいて．加えられたスタートパルスおよび、
これと対応する帰還信号パルスの間において、ノイズの
受信を禁止するように発生される。

主パルス発生器の周期は、例えば第６図に示されるよう
に，第１図の場合の３倍に変更される。

この倍率は希望のいかなる値にもすることができ、一般
的には，単に説明の目的で用いられる”３倍″より高い
値である・ ＠２のパルス発生器と信号カウンターがライン１４人に
接続され、位置帰還信号１４Ｂに応答して，選択された
数の電流パルスを独立に，導電線１１に発生させる。前
記の選択された数はカウンターによって決定され、その
数のパルスが発生された後，主パルス発生器１０からの
次のパルスが動作を継続するために要求される。

信号処理回路１５へ入力を供給する直流パルスは、信号
カウンターに蓄積された所定の数の帰還信号にまたがり
た時間巾を有する・適当な周波数領域にあるクロックに
よって、パルス時間幅を表わすディジタル出力の精度を
改善するために，このようにより広い幅をもったパルス
信号を供給するものである。

例えば、導波装置１３の時間遅延が９マイクロ秒／イン
チ（これは、普通の値である）である場合．第４及び第
５図に示すようなカウント技術を用いて，０．０００１
インチのディジタル出力カウント精度を得るためには、
０．０００１インチ×９マイクロ秒の周期を有するクロ
ックが必要である。したがって、クロックの周期は０．
０００９マイクロ秒、即ち１１１１　ＭＨｚという非常
に高い周波数となる。

出力計数のために用いる直流出力パルスの幅を、出力と
して発生される、それぞれのパルスの間に数１固の位置
帰還Ｚ号を受信することによって倍増させると、１つの
パルス当りの総カウント数は増加し、したがって精度は
、低いクロック周波数のままで増大される。例えば、基
本出力パルスの巾が１００倍に増大されたとすると、ク
ロック周期は、０，０００１Ｘ９００マイクロ秒／イン
チ即ち０．０９マイクロ秒、言いかえるとわずか１１．
１■ｈでよい。

これは低コストの発振器又はクロック発生器で実現でき
る周波数である・ 時間軸で表わした第６図はこの概念を示している。波形
人は周期を伸ばした印加パルス１０人を示し、その周期
は正規の場合より大きい。図示されているように、その
周期は、第５図の場合のそれより３倍大きい。出力信号
パルスライン２１人に現われる出力直流パルス２１Ｆは
、第６図の波形Ｇに示されており、このパルスはパル１
１０人の印加で開始する。

第６図Ｇの出力パルス列にあるパルス２１Ｆは。

前と同様に、同図Ｊに示される平均化出力直流電圧を供
給するために用いられる。また、波形Ｈで示されるクロ
ック信号は、波形Ｇの直流出力パルスでＡＮＤゲート処
理を受けて、第４図からも分るように、波形Ｉで示され
る出力を得る。禁止信号もまた。波形Ｋに示されるよう
に、パルス１０人が印加された時に開始される。

符号１６Ｆで示されるこの禁止信号は、信号カウンター
の誤まりカウントを禁止するために用いられる。２１Ｆ
で示される出力直流信号パルスを供給するフリップフロ
ップ２１は、所定の数の位ｆｉｔ帰還信号（第６図では
％　３つの帰還信号である）がモード変換器１４から受
信されない限り、終了即ちリセットしない。この所定の
数は、前述のようにカウンターに保持され、このカウン
ターは。

所定のカウント数に達するとフリップフロップ２１をリ
セットする− 波形Ｂの、最初の位置帰還信号１４Ｆが受信された時、
それはカウンターとライン１１に信号パルス６７人を供
給する第２パルス発生器をトリガーする。パルス６７人
は第６図Ｃに示され、パルス１０人と同じような機能を
有するものである。

また、回路１６人または次に述べる回路によって決定さ
れるような、最初の禁止信号パルス１６Ｆは、パルス１
４Ｆが帰還する少し前に終了し、帰還信号１４Ｆの期待
される帰還より少し前までのノイズ除去を保証する。パ
ルス６７人は禁止信号を再発生させる、すなわち、波形
にの１６Ｇで示される禁止信号を発生させる。しかし、
パルス２１Ｆは、フリップフロップ２１がリセットされ
ないので妨げられることなく続く。そして第６因のＩで
表わされるカウンターはカウントを続ける。

パルス６７人はモード変換器１４によって検知され、モ
ード変換器１４は、波形りに示される第２の位置帰還パ
ルス１４Ｇを送り出す。第２の位置帰還信号は、波形Ｅ
で示すような第２のパルス６７Ｂを導電線１１へ送り出
すべくトリガーを行ない、ｍ号カウンターは帰還信号に
基づいてパルスの次の伝送を指示すべく再びトリップさ
れる・禁止パルス１６Ｇは、帰還信号１４Ｇが送られる
前に終了する。そして禁止パルスはパルス列から発生さ
れた直流出力の関数であることができる。

安定な直流信号は波形Ｊで示される。パルス６７Ｂは新
しい禁止パルス１６Ｈをスタートさせ、パルス６７Ｂが
導電線１１へ送られた後に、モード変換器１４は３番目
の位置帰還信号１４Ｈを、第６図にＰで示したように発
生させる。禁止パルス１６Ｈは、第６図Ｊで示される直
流出力、および回路１６Ａで制御されて、帰還信号１４
Ｈの受信の前に終了する。

信号１４Ｈは、これまで述べたように再循環配置におい
て受信される敢恢の位置帰還信号である。

そして、帰還信号をカウントする信号カウンターはプリ
セット値のカウント到達を表示し、フリップフロップ２
１をリセットして、出力直流パルス２１Ｆをカットオフ
させ、また波形工で示される出力カウントも停止させる
。

再循環カウントが終った後は、パルス発生器１０が新し
いスタートパルスＩＯＡを印加するまでは、もはや信号
は出力されない。再循環は、パルス２１Ｆが十分な幅を
有し、また出力ライン６３において長いカウントを可能
とするように、パルス発生器１０の周期の間における。

モード変換器１４からのｉｏｏ８ｇの＃還信号に対して
可能である。第６図の符号６６で示されるカウントは処
理装置への直接的なディジタル入力として用いられるか
。

またはカウンターディスプレイの読出しに用いることが
できる。

第６図に示される配意は、出力パルスの各々に対して、
より大きなカウントを供給することによりてディジタル
精度を増大させる一方で、それはまた測定を行なう時間
も同じように増大させる。

時間領域ノイズ除去方法に用いられる禁止パルスはまた
、第７及び８図で説明されるようにディジタル技術を用
いて発生されることができる。

回路１６人は第７図のディジタル回路で置き換えられる
。動作を考えるために、シーケンスが、第８図の点線６
８で示される時刻に沿ってスタートシ、かつ波形人で示
される第２直流出力パルスに関連して説明される。これ
は磁石位置を示すパルスである。このシーケンスはもち
ろん繰り返され、循環的に生ずる。

関数発生器１０からのライン６８上のスタートパルス１
０人（第８図のＢ）はフリップフロップ２４を作動させ
て禁止パルス１６Ｈをスタートサせ、パルス１０人はま
た直流出力パルス２１Ｋを、第８図の人に示すようにフ
リップフロップ２１よりスタートさせる。パルス２１Ｂ
は、第７図のように、ＡＮＤゲート２５人にカロえられ
る。第１クロツク源２５の出力はＡＮＤゲート２５人の
他方の入力に加えられて、直流出力パルス２１Ｂが存在
する間だけ、カウンター２７においてクロック源２５か
らのクロックパルスがカウントされる。

このカウントはパルス２１Ｆｉの幅を表わしており、前
記したように、パルス２１には帰還パルスがモード変換
器１４より受は取られた時に終了する。カウンター２７
が、後で説明されるようにリセットされ、パルス２１Ｆ
Ｘがカウントを終了させた時、アップカウンター２７の
カウント値はフリップフロップ２１からの最後の直流出
力パルスの時間を表わす。

レジスター２８はカウンター２７に結合されている。レ
ジスター２８はラッチパルス６８Ｈによって、前のパル
ス２１Ｆのカウントを蓄積している（第８図のＣにおけ
るライン６８の左側のもの）。

そして、タイムカウンター２７がパルス２１Ｂ（７）時
間をカウントしている時に、レジスターは前のカウント
を保持する。ラッチパルス６８Ｈは、垂直線６９で示さ
れるように、第８図の人の直流出力パルスの立下がりエ
ッヂによってトリガーされるＯ レジスター２８に蓄積されている数は、第８図のＤの６
８Ｒで示されるカウントダウンロードパルスの受信によ
ってダウンカウンタ−へ転送される。パルス６８Ｒはパ
ルス６８Ｈの後、設定されたインターバルをもって供給
されるものである。

実例で説明されるように、ダウンカウンタ−２９は直流
出力パルス２１ＦＣ即ち、パルス２１Ｂの前のパルス）
の時間を茨わすカウント数をロードする＠ 禁止信号パルス１６）（の開始は、ライン３２を通じて
ＡＮＤゲート３１の一人力に高レベル信号を与える。Ａ
ＮＤゲート３１の第２人力は第２クロツク源へ接続され
ており、そしてＡＮＤゲートの出力ライン３３は、禁止
１ざ号１６Ｈが存在している間。

第２クロクク源２６の周波数でカウント信号を供給する
。ＡＮＤゲート３１の出力は、第２タロツク源２６から
のパルスによってダウンカウンタ−２９を減算すべく、
ライン３３を通してトリガーをこのカウンター２９に与
える。

ダウンカウンタ−が零に達した時、そのカウンター２９
の出力に接続されているＮＯＲゲート３０から制御信号
が発生され、フリップフロップ２４のリセット端子に、
ライン３４を介して高レベル信号を与えてフリップフロ
ップ２４をリセットし。

禁止信号１６Ｈを終了させる。

第１クロツク源２５の周波数は、第２クロツク源２６の
それよりも、既知の所定のパーセンテイジだけ低く選定
されている（第２クロツクは周期が短かい）。それゆえ
、禁止信号（又はパルス）を、直流出力パルス２１）ｉ
’の終了より選定された時間だけ短かく終了させるため
に、同じ数のカウントを行ないながらも、ダウンカウン
トの完了時間は、アップカウントのそれより短かく設定
される。第８図に示されているように、フリップフロッ
プ２１を制御してノイズを排除するのに用いられる禁止
パルス１６Ｈは、パルス２１Ｂを終了させるモード変換
器１４からの帰還信号より前に終了する。

第８図の垂直線６８で示されている。第２直流出力パル
ス２１Ｂの開始時点に先立って、カウントアツプリセッ
トパルス６８Ｃが供給されることは注意すべきである。

これはアップカウンター２７がパルス２１Ｂの間のカウ
ントを受は入れる準備のためである。

全体の動作は、パルス２１Ｅの立下がりエッヂに従って
発生される第２パルス６８Ｈによって繰り返される。そ
して他のパルスも続いて繰り返される。

フリップフロップ２４から発生される禁止信号（又はパ
ルス）は、このように、パルス２１Ｆを（パルス２１Ｂ
及び禁止信号１６Ｈに先立って）終了させる帰還パルス
によって決定されるところの、導波装置１３に沿った磁
石位置を、正確に時間で表わしたものである。このよう
にして、禁止信号は、第８図の人に示されるパルス列に
おける。

一つ前の直流出力パルスに直接的に依存させられる。そ
して％第１と第２のクロック２５．２６の周波数比を選
ぶことにより、能動システムにおける距離測定のために
、禁止パルスの長さは、磁石のシフトに適合するべく正
確に制御され得る。

第９及び第１０図は、加えられたスタートパルスの基本
周期より短かい１選択された時間＠を持つ禁止パルスを
供給するための、ディジタル技術のもう一つの実施例で
ある。

第１０図の人におけるパルスは、前と同じように、Ｔの
周期を有するパルス１０人である。これらのパルスは関
数発生器（パルス発生器）１０から供給される。モード
変換器１４からの帰還信号は第１０図波形Ｂに、１４Ｉ
、１４Ｊ、１４に等で例示されている。

その結果発生される直流出力パルスが、第１０図のＤに
各々２１Ｇ、２１Ｈ等のように示されている＠これらの
パルスはパルス列を構成し、第１０図のＥに示すような
直流出力電圧を、前に述べた平均化によって発生する・ ここでは、第１図又は第４図の回路１６人は。

第９図の回路で置き換えられる。この回路は、直流出力
パルスの立下がりエツジでトリガーされる単安定フリッ
プフロップ４３を含む。例えば、トリガーは第１０図り
の２１１°で示されるエッヂに沿って成され、単安定フ
リップフロップ４３の出力は、ライン４４より２選分局
器（カウンター）４２へ供給される。２選分局器（カウ
ンター）４２は、その出力時のカウント値と、スタート
時のカウント値について、プリセットが可能である。

２進カウンターがトリガーされた時、その出力は、出力
ライン４５に禁止信号（又はパルス）を供給する。ライ
ン４５は、第１図において、フリップフロップ２１に禁
止信号を供給するライン１６Ｂに対応するものである。

２進カウンターの出力の時間は、Ｔに等しいプリセット
値及びクロック源４１によって決定される。クロック４
１はまた。パルス発生器１０のパルス１０人の周期Ｔを
決定する。

しかし、２進カウンター４２は、ライン４５のカウント
出力が１選ばれた数値から出発して、所定の計数を完了
するようｌζプリセットされる。このようにして、ライ
ン４５における禁止信号の終了は、パルスＩＯＡの基本
周期であるＴより若干短かい時間に選ばれることがでさ
る。この周期Ｔは、１４Ｉ、１４Ｊ等で示される位ｆｌ
帰還信号のインターバルに実質的に等しい。

ライン４５上の出力信号の時間を５〜６マイクロ秒だけ
短かくすることによりて、“窓″は、信号１４Ｉ〜１４
Ｋが受信され、フリップフロップ２１を次の状態ヘトリ
ガーすることを保証するように供給されることができ、
一般的に１６Ｉで示される禁止信号は、モード変換器１
４からの連続する帰還信号間における磁石の動きに適合
するように１周期Ｔより十分短かくなるように計算され
る。実際には、これは約５〜６マイクロ秒であることが
見出されてはいるけれども、もし必要であれば窓はこれ
より広くても構わない・ ２進カウンターのプリセット値は、通常の動作に対する
必要な窓の大きさに適合するように選ぶことができる。

これは、第１０図Ｂの１４Ｊおよび１４にの間に示され
ているような、誤った結果を与える可能性のあるノイズ
をしめ出して排除するために非常に正確な禁止信号を与
える。

たとえ、ａ石が最大秒当り２５０インチという速さで動
き、また比較的長い１０フイートの導波装置又は変換器
に対して必要と考えられるところの、１．１ミリ秒とい
う周期Ｔを仮定したとしても。

周期Ｔのパルス１０人の間における磁石の動き。

即ち磁石ヘッドの偏差は２．５マイクロ秒を超えること
はない。

クロック４１は印加パルス１０人の基本周知Ｔを発生さ
せるのに用いられるものであるが、このクロックからの
出力パルスを用い、かつ２選分局器４２のプリセット値
によりてこの周期を短かくすることによりて、符号１６
Ｉで示された禁止信号の幅をＴマイナス５又は６マイク
ロ秒、即ち正確に望まれる長さとすることができる・全
ての態様の発明において１県上信号は、モード変換器１
４からの真の帰還信号が、直流出力パルスの形で磁石の
位置を表わすところの適当なパルス幅を提供するように
受信されるための“窓”を与えるために選ばれた期間の
間、モード変換器１４からのライン１４人上のノイズを
排除するために供給されるものである。

もちろん、直流出力パルスは標準電圧レベルにあるもの
であり、そして平均化直流電圧出力信号は、直流出力パ
ルス列におけるパルス巾又はパルス時間の関数であるこ
とに注意しなければならな１、Ｎ。

これまで述べたように、ディジタル計数値は、その幅を
表わすカウントを与える直流出力パルスの幅を測定する
ことにより、直接に引き出すことができる。そして精度
は、その概略を述べたように、直流出力パルスがモード
変換器１４からの複数の帰還信号のための時間を表わす
幅を有するよな、再循環技術を採用することによって増
大されるＯ 〔作用効果〕 本発明は、好ましい実施例について述べられて来たが、
当業者であれば本発明の精神と範囲を離れることなく、
その形式と細部に対し変更を加え得ることが認識され得
るであろう。

禁止信号の終りと位置帰還信号の受信との間の時間に入
来したノイズは、直流出力パルスの終了を早く引き起こ
して、ｌサイクルの間にエラーを引き起こすが、そのエ
ラーは間違った幅のパルスをほんのわずかだけ増大させ
るにすぎないことに注意する必要がある。平均化直流出
力における可能なエラーの小さな増加は、開示された変
換器が使用される多くの制御又はサーボシステムに対し
て許容できるものである。

本発明は次のような事項をも含むものである。

（１１ｍ気的パルスを加えた時からの時間情報を与える
回路における、ノイズ除去の方法であって。

周期的な電気的パルスを回路に与えること。

発生の時間の関数として、電気的パルスに応答して電気
的信号を発生すること、 このような電気的パルスが到達した時、そのようなパル
スを停止するために電気的パルスをパルス整形器に受信
すること、 電気的パルスの印加および、これと対応した電気的信号
の間の時間インターバルを示す出力を。

パルス形成装置において発生させること、および電気的
パルスの印加および対応した電気的信号の間の時間間隔
の実質的な部分において、電気的信号をパルス形成装置
において受は取ることを防止すること、の各段階を含む
方法。

（２）信号の受は取りを防止する段階が、パルス形成の
間、パルス形成装置においていかなる電気的信号の受信
をも防止するために、パルス形成装置に禁止信号を供給
することｌこよって達成されることを特徴とする前記第
１項の方法。

（３）改良された直線距離測定装置であって、禁止信号
発生手段が、 を流源。

容ｔ（コンデンサ）。

開始パルスの受信によって容量を所定の電圧レベルまで
充電するために、容量を電流源へ接続するための回路手
段。

直流出力信号を容量の充電電圧と比較し、その充゛鴫電
圧が直流出力信号に等しいか、またはこれより高くなっ
た時に電気的信号を発生するための手段。

トランジスタ。

双安定フリップフロップ。

印加パルスがフリップフロップをセットし、トランジス
タを開き、そして容量を充電するように選ばれたパラメ
ータを有する電流源、容量、トランジスタ及びフリップ
フロップの組み合わせ、および 次の印加パルスの受信によってフリップフロップをリセ
ットするための手段を含む装置。

（４）糸上信号を供給する手段は、禁止信号の時間を導
波装置へ印加される周期的な電気的スタートパルス間の
時間より短かい既知の時間間隔に制御する手段を含む、
改良された直線距離測定装置。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明におけるノイズ除去回路の１つの型が
含まれる一般的な音響変換器の概要図である・ 第２図は従来技術における音響変換器の時間軸ダイヤグ
ラムであり、従来の信号処理回路における雑音の影響を
説明したものである。 第３図は、第４図に示したような本発明の回路の動作を
説明する時間軸ダイヤグラムである。 第４図は、ディジタル出力を得るために、第１図の音響
変換器に用いられる出力回路の概要を表わしたものであ
る。 第５図は、第４図のディジタル出力回路の動作を説明す
るための時間軸ダイヤグラムである。 第６図は、ディジタル出力カウントの精度を向上させる
ための技術と本発明のノイズ除去技術を組み込むための
手法を説明するための時間軸ダイヤグラムである。 第７図は１本発明のノイズ除去のためのディジタル的な
等価な回路の概要を表わしたものである。 第８図は、第７図の回路の動作を説明するための時間軸
ダイヤグラムである。 第９図は１本発明によるノイズ除去のための禁止信号を
得る変形されたディジタル回路の概要を表わしたもので
ある。 第１０図は、第９図の回路動作を説明するための時間軸
ダイヤグラムである。 １０・・・パルス発生器、１２・・・磁石、１３・・・
導波装置、１４・・・モード変換器、１５・・・信号処
理回路、２１・・・フリップフロップ、１８・・・電流
源。 ２０・・・直流電圧比較器 代理人弁理士　　平　　木　　道　　人外１名 ′ｉ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）導波装置に周期的パルスを印加する手段、および
   その電気的パルスに応じて発生され、出力信号受信手段
   へ供給される、対応する電気的信号を受ける手段を有す
   る、改良された直線距離測定装置であって、 電気的パルスの印加およびこれに対応する電気的信号の
   受信の間の時間間隔を測定するための回路応答手段、お
   よび 電気的パルスの印加およびこれに対応する電気的信号の
   受信の間の時間間隔の実質的な部分において、電気的信
   号受信手段による電気的信号の受信を防止する手段を含
   むことを特徴とする、改良された直線距離測定装置。
2. （２）電気的信号の受信を防止する手段が、禁止信号を
   発生し、かつその禁止信号を電気的信号受信手段へ供給
   する手段を含む特許請求の範囲第１項記載の直線距離測
   定装置。
3. （３）受信を防止するための手段が、禁止信号を引き出
   すために時間間隔に感応する手段を含む特許請求の範囲
   第２項記載の直線距離測定装置。
4. （４）回路応答手段が、電気的パルスの印加およびこれ
   に対応する電気的信号の受信間の時間を各々が表わして
   いる直流パルスの列を形成するための手段、直流パルス
   の平均値を表わす直流出力信号を発生するための手段、
   および電気的信号の受信を防止するための手段に直流出
   力信号を与えるための手段を含む特許請求の範囲第３項
   記載の直線距離測定装置。
5. （５）導波装置に周期的な電気的スタートパルスを印加
   するための手段、電気的パルスに応答して発生された、
   対応する電気的帰還信号を受信するための手段、および
   周期的な電気的パルスの印加から、これに対応する電気
   的帰還パルスの受信までの時間に比例する直流出力パル
   スを供給するための手段を有する直線距離測定装置に関
   連して使用される装置であって、 印加される各々の周期的な電気的スタートパルスに続く
   所定の時刻より以前に、各直流出力パルスを終了させる
   ことを禁止する禁止信号を供給するために、前の直流出
   力パルスの時間の関数である、信号に応答する手段を含
   む装置。
6. （６）禁止パルスを供給するための手段が、直流出力パ
   ルスの発生時間の長さをディジタル的に表わし、かつデ
   ィジタル的に表示される時間に実質的に等しい時間に、
   引続く禁止信号を制御するディジタルカウンターを含む
   特許請求の範囲第５項記載の装置。