JPS62149231A - Ｆｍマルチプレツクス復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＭマルチプレックス復調器に関し、特にステ
レオ放送又は多チャンネル放送復調の除土ずる雑音を軽
減するＦＭマルチプレックス復調器に関するものであり
、集積回路化に適したＦＭマルチプレックス復調器に関
するものである。

従来一般的Ｋ　Ｆ　Ｍコンポジット信号を使用したＦＭ
ステレオ放送を受信し復調した場合の信号対雑音（Ｓ／
Ｎ）’Ｉ？性は第１図に示す如くなる。（４）はステレ
オ復調の場合の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）特性で、（Ｂ）は
モノラル復調の場合の信号対雑音特性（Ｓ／Ｎ）で、（
Ｃ）はステレオ復調時のチャンネルセパレーア曹ン特性
である。

第１図において、入力５０ｄＢ以下の中電界以下になっ
たときにはモノラル復調に比ベステレオ復調時のＳ／Ｎ
は約２０ｄＢ悪化する。このステレオ復調時のＳ／Ｎ比
の劣化は避は得ないものであるが、ＦＭ受信時のノイズ
は非常に耳障りで、これを除去する工夫が種々提案され
ている。その一つの方法として第２図に示すように、Ｆ
Ｍマルチプレックス復調回路１００の左チャンネル出力
１００Ｌと右チャンネル出力１００Ｒとをコンデンサー
１００′　で結合する方法が知られている。これはステ
レオ復調に伴ない増加するノイズは左、右チャンネルに
て位相が１８０°が異っている点と人間の目につきやす
いノイズは可聴周波数帯中の高域に分布する点に着目し
て高域のみモノラルとしてノイズを打消し、且つ低域に
おいては左・右のセパレージ冒ンを保つ方法である。

この方法はモノラルにしてしまう前の救済策であり、モ
ノラルはどのＳ／Ｎ比の改善はないという欠点と、強電
界時でもこの効果が作用してセパレージ冒ン劣化が起き
るという欠点がある。

本発明の目的は上記欠点を解決し、さらに弱電界時には
モノラル以上のＳ／Ｎの改善を行なうＦ’　Ｍマルチプ
レックス復調器を提供せんとするにある。

本発明によるＦ　Ｍマルチプレックス復調回路は、ＦＭ
コンボジフト信号から左および右チャンネル信号電流を
得る手段、第１および第２の電流入力端子と第１乃至第
４の電流出力端子を有し前記第１および第２の電流入力
端子と鹸記左および右チャンネル信号電流がそれぞれ供
給される第１のカレントミラー回路、第３の電流入力端
子と第５および第６の電流出力端子とを有する第２のカ
レントミラー回路、前記第１および第２の電流出力端子
を共通接続して前記第３の電流入力端子に結合する手段
、前記第３および第４の電流出力端子から得られる電流
でそれぞれ駆動される第１および第２の差動増幅器、前
記第５および第６の電流出力端子から得られる電流でそ
れぞれ駆動される第３および第４の差動増幅器、第１お
よび第２の回路節点、これら第１および第２の回路節点
間に受信電界強度を現わす信号を供給する手段、前記第
１の回路節点を前記第１乃至第４の差動増幅器の第１の
入力端子に共通接続する手段、前記第２の回路節点を前
記第１乃至第４の差動増幅器の第２の入力端子に共通接
続する手段、前記第１および第３の差動増幅器の出力端
子に共通接続された左チャンネル出力端子、ならびに前
記第２および第４の差動増幅器の出力端子に共通接続さ
れた右チャンネル出力端子とを備える。

以下１図面を用いて本発明をより詳細に説明を行なう。

第３図は本発明の原理を示すブロック図である。

ＦＭマルチプレックス復調回路１には第１の復調信号で
ある左チャンネル出力（Ｌ）と第２の復調信号である右
チャンネル出力（Ｒ）の２つのステレオ出力があり、こ
の２つのステレオ出力を加算回路２で加算する。

加算回路２の出力端では、ステレオ復調されたり、Ｒ信
号出力は加算される為モノラル信号となって出力する。

加算回路２の出力のモノラル信号ヲローパスフィルタ３
（以下ＬＰＦと呼ぶ）を通して高域周波数をし中断した
第３の復調信号であるモノラル信号Ｌ−＋４を出力する
。また、ＦＭマルチプレックス復調回路１の出力である
左チャンネル出力（Ｌ）とＬＰＦ　３を通した信号り十
几は、第１の混合回路４に入力されこの２つの信号の混
合の割合を制御回路６からのコントロール信号により制
御する。このコントロール信号により制御された混合比
で２つの信号は混合されて第１の混合回路４の出力端子
７へ出力される。また、８ｇ２の混合回路５には、ＬＰ
Ｆ３を通したモノラル信号Ｌ＋４とＦＭマルチプレック
ス復調回路１の右チャンネル出力（ＦＬ）とが入力され
、制御回路６からのコントロール信号により制御された
混合比で右チャンネル出力几とＬＰＦ３を通したモノラ
ル信号Ｌ＋Ｒ，とが混合されて第２の混合回路５の出力
端子９に出力される。

制御回路６は、制御回路６の入力端子８より入力される
信号により第１、第２の混合回路４．５の混合の割合を
制御するコントロール信号を発生する。第１の混合回路
４は強電界時には、印加されたコントロール信号によっ
て、入力された信号の左チャンネル信号りとＬＰＦ３を
通したモノラル信号Ｌ＋４のうち左チャンネル信号りだ
けを出力し、中電界時から弱電界時には左チャンネル信
号りとＬＰＦ３を通したモノラル信号り十几との混合比
を変化させ１弱電界時にはＬＰＦ’３を通したモノラル
信号り十几のみを出力するように制御される。

同様に第２の混合回路５は強電界時には入力された信号
の右チャンネル信号ＲとＬＰＦ３を通したモノラル信号
Ｌ＋Ｒのうち右チャンネル信号Ｒのみを出力し中電界時
から弱電界時には右チャンネル信号ＲとＬＰＦ３を通し
たモノラル信号Ｌ＋Ｒとの混合比を変化させ弱電界時に
はＬＰＦ３を通したモノラル信号り十Ｒのみを出力する
ように制御回路６により制御される。

したがりて、制御回路６の入力端子８に電界強度に応じ
た信号たとえば、ＦＭ受信器の信号強度表示器（以下シ
グナルメーターと呼ぶ）の駆動信号を入力すれば強電界
時すなわちステレオ復調時のＳ／Ｎ状態が良好な範囲に
は第１の混合回路４の出力端子７には左チャンネル信号
Ｌ１第２の混合回路５の出力端子９には右チャンネル信
号凡のステレオ信号が左・右チャンネルセパレージ讐ン
を劣化することなく出力され中電界から弱電界の範囲す
なわちステレオ復調時のＳ／Ｎがモノラル復調時のＳ／
Ｎに比べ悪化する範囲では第１．８ｇ２の混合回路４．
５には、ステレオ信号とモノラル信号の混合比を電界強
度により変化させ除々にモノラル信号へと移行し、ステ
レオ復調時におけるＳ／Ｎの悪化を改善を行い、左・右
チャンネルのセパレージワンｔ１も除々にモノラルへと
移行する。

すなわち、中１１界から弱電界の範囲では第１の混合回
路４の出力端子７には電界強度によって混合比が変化し
た左チャンネル信号りとモノラル信号Ｌ＋Ｒの混合信号
が出力され、第２の混合回路５の出力端子９には電界強
度によって混合比が変化した右チャンネル信号Ｒとモノ
ラル信号Ｌ＋４の混合信号が出力される。

さらに弱電界時は第１の混合回路４の出力端子７と第２
の混合回路５の出力端子９はともにモノラル信号り十Ｒ
を出力する。このモノラル信号Ｌ＋Ｒはノイズフィルタ
ーとして作用するＬＰＦ３を通して第１の混合回路４の
出力端子７と第２混合回路５の出力端子９に出力される
モノラル信号Ｌ＋ＲはＬＰＦ３にて高域ノイズをカット
された信号でモノラル信号としてさらにＳ／Ｎの改善が
行なえる。

第４図に本発明の一実施例を示す。同図中、１はＦＭマ
ルチプレックス復調回路、２は加算回路、３はローパス
フィルタ、４は第１の混合回路、５は第２の混合回路、
６は制御回路、７は第１の混合回路の出力端子、８は制
御回路６の入力端子、９は第２の混合回路の出力端子で
それぞれ第３図に対応している。また１０は電源供給ラ
インである。

ＦＭマルチプレックス復調回路１においてトランジスタ
１０１０ベースにステレオ合成信号が入力され、３８ｋ
Ｈｚ副搬送波によりトランジスタ１０２，１０３゜１０
４．１０５にて時分割され、トランジスタ１０７゜１１
０．１１１、抵抗１１２．１１３で構成されるカレント
ミラー回路のトランジスタ１０７のコレクタに右チャン
ネル信号Ｒを、またトランジスタ１０６゜１１４．１１
５．抵抗１１６．１１７で構成されるカレントミラー回
路のトランジスタ１０６のコレクタに左チャンネル信号
２を出力する。トランジスタ１０８゜１０９、抵抗１２
０．１２１０回路は左・右チャンネルのもれ成分をキャ
ンセルする為の回路である。

ＦＭマルチプレックス復調回路１の出力左チャンネル信
号りは加算回路２の第１人力トランジスタ２０１と第１
の混合回路４の第１人力トランジスタ４０１へ入力され
、また右チャンネル信号Ｒは加算回路の第２の入力トラ
ンジスタ２０２と第２の混合回路５の第１の入力トラン
ジスタ５０１へ入力される。加算回路２に入力された左
チャンネル信号りと右チャンネル信号Ｒはトランジスタ
２０１，２０２のコレクタで加算されトランジスタ２０
３のコレクタに出力される。トランジスタ２０３のコレ
クタに出力された信号はＬＰＦ３のコンデンサ３０１に
より高域ノイズをカットされたモノラル信号として第１
の混合回路４の第２の入力トランジスタ４０２と第２の
混合回路５の第２の入力トランジスタ５０２へ入力され
る。

第１の混合回路４はトランジスタ４０３．４０４．４０
５．４０６の双差動増幅器構成となっており、トランジ
スタ４０３，４０６のペース電圧とトランジスタ４０４
．４０５０ペース電圧の差すなわち制御回路６よりのコ
ントロール電圧によりトランジスタ４０１に入力された
左チャンネル信号りとトランジスタ４０２に入力された
モノラル信号り十Ｒ，との混合する割合をコントロール
される。

同様に第２の混合回路５もトランジスタ５０３．５０４
．５０５．５０６の双差動増幅器構成となりており制御
回路６よりのコントロール電圧によりトランジスタ５０
１に入力された右チャンネル信号Ｒとトランジスタ５０
２に入力されたモノラル信号Ｌ＋Ｒとの混合する割合を
コントロールされる。制御回路６はトランジスタ６０１
，６０２の差動増幅器６００で構成され、第１の混合回
路４と第２の混合回路５の混合する割合を制御するコン
トロール電圧はトランジスタ６０１．６０２の差動増幅
器６００の伝達特性を利用して発生する。トランジスタ
６０２のベースには基準電圧源６１３の電圧をトランジ
スタ６０５、ダイオード６０６でレベルシフトして印加
しコントロール回路６の入力端子９には受信機の中間周
波増幅後から得たシグナルメーターの駆動電圧を入力し
、この電圧をトランジスタ６０３、ダイオード６０４で
レベルシフトしてトランジスタ６０１のペースに印加す
る。差動増幅器６００の出力電圧をトランジスタ６ｏ７
、ダイオード６０８，６０９とトランジスタ６１ｏ、ダ
イオード６１１，６１２にてレベルシフトして第１、第
２の混合回路４．５を制御するコントロール電圧となる
。

たとえば、強電界時は制御回路６の入力端子８に印加さ
れる電圧は基準電圧源６１３より高く、シたがってトラ
ンジスタ６０１は導通してトランジスタ６０２はし中断
となる。このときダイオード６０９０カソードでの電圧
の方がダイオード６１２のカソードでの電圧より低くな
っている。したがって、第１の混合回路４において、ト
ランジスタ４０３，４０６のベース電圧はトランジスタ
４０４，４０５のペース電圧よＬ４低いのでトランジス
タ４０３，４０６はしゃ断となり、トランジスタ４０４
．４０５は導通となる。このときトランジスタ４０１に
入力された左チャンネル信号りだけトランジスタ４０７
．４０８．４０９で構成される出力回路より第１の混合
回路の出力端子７へ出力されトランジスタ４０２へ入力
されたモノラル信号Ｌ＋几は出力しない。

同様に第２の混合回路５においても、トランジスタ５０
３．５０６はし中断となり、トランジスタ５０４゜５０
５は導通し、トランジスタ５０１に入力され左・右チャ
ンネル信号孔だけがトランジスタ５０７，５０８．５０
９で構成される出力回路より第２の混合回路５の出力端
子９に出力され、トランジスタ５０２の入力されたモノ
ラル信号Ｌ＋Ｒは出方しない。また弱電界時には制御回
路６の入力端子８に印加される電圧は基準電圧源６１３
の電圧値より低く、トランジスタ６０１はし中断、トラ
ンジスタ６０２は導通ト−１，すｆイオード６０９のカ
ソード電圧はダイオード６１２のカソード電圧より高く
なる。したがって第１の混合回路において、トランジス
タ４０３，４０６のペース電圧はトランジスタ４０４，
４０５のベース電圧より高くなりトランジスタ４０３，
４０６は導通、トランジスタ４０４．４０５はし４Ｆ＠
となりこのときトランジスタ４０２に入力されたモノラ
ル信号Ｉ、＋Ｒだけ第１の混合回路４の出力端子７に出
方し、左チャンネル信号りは出力しない。

同様に第２の混合回路５においてもトランジスタ５０３
．５０６は導通し、ト２ンジ、ｌ’５０４．５０５はし
中断となりトランジスタ５０２に入力されたモノラル（
８号り十几だけ第２の混合回路５の出方端子９に出力し
右チャンネル信号孔は出力しない。

また、第１の混合回路４の出力端子７及び第２の混合回
路５の出力端子９に出力されるモノラル信号り十ＲはＬ
ＰＦ３を通して高域ノイズをカットしたモノラル信号Ｌ
＋Ｒ，なので、モノラルとしてのＳ／Ｎ比の改善が行え
る。またＬＰＦ３のコンデンサ３０１の容量値をえらぶ
ことで高域ノイズの減衰量を選ぶことができる。また中
電界から弱電界から弱電界領域においては制御回路６よ
りのコントロール電圧は、制御回路６の入力端子８の入
力電圧に応じて変化し、しだがって第１の混合回路４の
トランジスタ４０３．４０６とトランジスタ４０４，４
０５のペース電圧の差も制御回路６の入力端子８の入力
電圧に応じて変化する。したがってトランジスタ４０１
に入力された左チャンネル信号りとトランジスタ４０２
に入力されたモノラル信号Ｌ＋Ｒを混合した信号が第１
の混合回路４の出力端子７に出力し、左チャンネル信号
りとモノラル信号Ｌ＋凡の混合の割合は制御回路６０入
力勾子８の入力電圧に応じて変化する。

同様に第２の混合回路５の出力端子９にはトランジスタ
５０１に入力された右チャンネル信号孔とトランジスタ
５０２に入力されたモノラル信号Ｌ−１４を混合した信
号を出力し、この混合する割合は制御回路６の入力端子
８の入力電圧に応じて変化する。また、差動増幅器６０
０の相互コンダクタンスを適当に選ぶことにより、混合
比の変化速度を選ぶことができる。

したがって制御回路６０入力端子８に電界強度に応じた
信号たとえばＦＭ受信器のシグナルメーターの駆動電圧
を入力すれば、ステレオ復調時でもＳ／Ｎ状態の良い強
電界時は左チャンネル信号Ｌ、右チャンネル信号凡のス
テレオ信号を左・右チャンネルのセパレージ百ンの劣化
を行なわずに出力し、中電界から弱電界のステレオ復調
時の８／Ｎ比より約２０ｄＢ悪化する範囲ではステレオ
信号出力より除々にモノラル信号出力へと移行し、すな
わち左・右チャンネルのセパレージ曹ンを除々にモノラ
ルへ移行してステレオ復調時のＳＺＮ比の劣化の改善を
行う。

モノラル復調時の８／Ｎも悪化する弱電界時にはＬＰＦ
により高域ノイズをカットしたモノラル信号として８／
Ｎの改善が行える。

なお、トランジスタ１２２，１２３，１２５゜１２６．
２０１，２０２，４０１，５０１と抵抗１２４゜１２７
．２０７，２０８，４１１，５１１は、二つの電流入力
端子と四つの電流出力端子を有するカレントミラー回路
を構成して、二つの電流出力端子が共通接続されて（Ｌ
＋ＰＬ）のモノラル信号を得ている。トランジスタ２０
６，４０２．５０２と抵抗２１１．４１０．５１０は一
つの電流入力端子と二つの電流出力端子を有するカレン
トミラー回路を構成し、その電流入力端子には、トラン
２．ｌ’２０３，２０５、抵抗２０９．２１０で構成さ
れるカレントミラー回路を介してモノラル信号が供給さ
れる。

第１図に本発明を用いた場合の特性図の１例を実線Ａ、
Ｄ、Ｅで示した。すなわち、実線りは本実施例による場
合のチャンネルセパレージ璽ン特性で、実線Ｂは本実施
例による場合の８／Ｎ特性を示したものである。

このように特性曲線りによれば強電界時ではセパレージ
曹ンの劣化はなく、中電界から弱電界の範囲では除々に
モノラルへ移行し弱電界ではモノラルとなることが解る
。同様に特性曲線Ｅより中電界より弱電界の範囲におい
てはステンレス復調時（４）のＳ／Ｎ特性へ移行し、さ
らに弱電界においてはモノラル復調時（Ｂ）のＳ／Ｎを
より改善した８／Ｎ特性となうていることが解る。

【図面の簡単な説明】

第１図はＦＭｆｆルチプレックス復調器の８／Ｎ特性曲
線とチャンネルセノミレーシ璽ン特性曲線とを示すグラ
フ、第２図はＦＭ受信時の従来のノイズ除去方法を示す
図、第３図は本発明の原理を示すブロック図、第４図は
本発明の一実施例を実現する回路図である。 代理人　弁理士　　内　原　　　晋 早２　圀 ／θｉ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＦＭコンポジット信号から左および右チャンネル信号電
   流を得る手段、第１および第２の電流入力端子と第１乃
   至第４の電流出力端子を有し前記第１および第２の電流
   入力端子に前記左および右チャンネル信号電流がそれぞ
   れ供給される第１のカレントミラー回路、第３の電流入
   力端子と第５および第６の電流出力端子とを有する第２
   のカレントミラー回路、前記第１および第２の電流出力
   端子を共通接続して前記第３の電流入力端子に結合する
   手段、前記第３および第４の電流出力端子から得られる
   電流でそれぞれ駆動される第１および第２の差動増幅器
   、前記第５および第６の電流出力端子から得られる電流
   でそれぞれ駆動される第３および第４の差動増幅器、第
   １および第２の回路節点、これら第１および第２の回路
   節点間に受信電界強度を現わす信号を供給する手段、前
   記第１の回路節点を前記第１乃至第４の差動増幅器の第
   １の入力端子に共通接続する手段、前記第２の回路節点
   を前記第１乃至第４の差動増幅器の第２の入力端子に共
   通接続する手段、前記第１および第３の差動増幅器の出
   力端子に共通接続された左チャンネル出力端子、ならび
   に前記第２および第４の差動増幅器の出力端子に共通接
   続された右チャンネル出力端子とを備えるＦＭマルチプ
   レックス復調回路。