JPS6216570B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、同時に２つの発振周波数で発振する
ことが可能な発振回路に関する。

１つの振動子の中に２つの振動モードが同時に
発生するものは従来より知られている。例えば特
開昭55−73120号公報には音叉型水晶振動子の中
に、屈曲振動モードとねじり振動モードを同時に
発生させ、屈曲振動とねじり振動を相互に結合さ
せ屈曲振動モードの温度周波数特性を改善させる
構成が記憶されている。また上記引例以外にも
GT振動子においては水晶からなる平板内の縦方
向と横方向の２つの振動モードを利用して温度周
波数特性を改善していることが知られており、更
に厚みすべり振動子等にも同様な原理を用いてい
るものがある。かかる振動子に１つの発振回路ル
ープを接続するときはインピーダンスの低い振動
モードの周波数で発振する。しかしこの場合に発
振周波数の振動モードは他方の振動モードの変位
成分を含んで振動しており、出力周波数に影響を
与えるので、２つの振動モードの各々の周波数を
調整し、最良の温度周波数特性及び所望の出力周
波数を得ることが必要である。このためには１つ
の振動子の中に発生している２つの振動モードの
両方を取り出して出力する発振回路が必要にな
る。

従来、前記目的の発振回路としては、一例とし
て第１図がある。図中の各部位の名称と機能は、
次の通りである。１１，１３は排他的論理和回路
の１入力端子を論理レベルの０としてあり、各々
２つの発振回路ループの増幅器の役目をはたす。
１４，１５の抵抗と１７のコンデンサは、１３，
１１の出力波の位相を遅らせる移相器の役目をは
たし、各々発振の位相条件を改善して発振周波数
を安定化する。１６は、例えば水晶振動子、セラ
ミツク振動子等の振動子で、最低１万以上のＱ値
が必要である。１８のコンデンサと２０′のコイ
ル、及び１９のコンデンサと２１′のコイルは、
各々の発振周波数に同調をとり、１６の振動子の
出力側（図中０）に得られる２つの発振周波数
fB、fCの混合波にフイルタをかけて各々の周波
数を分離し、又、位相を反転して１１，１３の増
幅器に帰還する役目をはたす。１２は排他的論理
和回路で構成した増幅器で、fC波のバツフア増
幅器の役目をはたす。１０は１２と同様の回路
で、fB、fC波を混合して、さらに２２′の低減通
過フイルタがfBとfCの差周波数△ｆを出力す
る。１０，１１，１２，１３は、全てMOSトラ
ンジスタ（電界効果型トランジスタ）で構成され
た回路である。従来の第１図発振回路に於ける問
題点は、２つの発振周波数fB、fCが近接した場
合、例えば両者の周波数差△ｆとfB又はfCのど
ちらか一方の比△ｆ／fCが10^-3の場合には、１８
と２０′，１９と２１′で構成される同調用共振回
路のＱ値が10³以上必要となり、Ｑ値が10²程度の
通常のＬ、Ｃ同調回路で両周波数を分離すること
が困難となる。特に上記した音叉型水晶振動子で
はfCが200KHzなのに対してfBが190数KHzにな
り、第１図の回路による周波数の分離が非常に困
難となつた。さらに、fB、fCの周波数差が前記
同調回路の半値幅の周波数に比較して大幅に変動
する場合には、コイルとコンデンサの値をそのつ
ど変更しなければならず、都合が悪い等の欠点が
あつた。

本発明の目的はかかる欠点を大幅に改善し、１
つの振動子の中に含れる２つの周波数を容易に、
しかも確実に分離する発振回路を提供することで
ある。

本発明になる発振回路の原理図を、第２図ａに
示す。図中の各部位の名称と機能は、次の通りで
ある。２０，２１は、増幅器であり、各々fC及
び△ｆの発振回路ループの反転又は非反転増幅の
内、どちらかの増幅を行なう。２２は振幅変調器
で、搬送波fCを変調周波数△ｆで振幅変調する
役目をはたす。２３は２つの近接する共振周波数
を有する振動子である。２４は該振動子の負荷容
量の役目をはたすコンデンサであり、２３と２４
で帰還回路３０を形成する。２５は振動子通過後
の振幅変調波を包絡線検波する検波器である。２
６，２７は、各々fC、△ｆのバツフア増幅器で
ある。２８，２９は出力端子である。

第２図ｂは、ａ図中に用いられた振動子の等価
回路である。図中LB，CB，RBで示される共振
回路は、fBの周波数に対応する振動モードの等
価回路を、又LC，CC，RCで示される共振回路
は、fCの周波数に対応した振動モードの等価回
路を表わす。Ｃ０は静電的な電極間容量である。
第２図ａの発振回路に於ける発振動作は次の様に
行なわれる。発振回路の主要部の電圧波形を第５
図に示す。振動子の２つの共振周波数をfB、fC
として各々が発振する際の等価インピーダンスを
ZB，ZCとし、ZB＞ZCが成立つものとする。この
条件に於いては、まずfCの発振周波数の信号電
圧が立上りを開始する。振動子２３の出力はこの
場合周波数fCの正弦波であり、増幅器２０によ
り飽和増幅された周波数信号fCが振幅変調器２
２を介して、振動子２３に供給される。前述した
音叉型水晶振動子を例にとつて説明すると、fC
は高次屈曲振動の周波数で約200KHzの周波数で
発振を開始する。但し上記特開昭55−73120号公
報に開示されるカツト角により形成された音叉型
水晶振動子はfCの屈曲振動モードの中にねじり
振動モードを同時に発生している特殊なモードと
なり、この２つのモードの結合によりfCの周波
数温度特性が改善されている。かかる音叉型水晶
振動子は共振周波数fB（約190KHz）のねじり振
動で発振しうるものであるが、周波数fCの発振
回路ループのみが接続されているときにはfBの
周波数で単独に発振することはなく、従つてfC
の正弦波に影響を与えることはない。しかしなが
ら周波数fBの発振ループを接続すると周波数fB
のねじり振動を開始し、fCの振動とは独立して
ねじり振動が存在することになる。本発明では
fCとfBの周波数差△ｆ信号を検波する検波器２
５と、増幅器２１、振幅変調回路２２により周波
数fBの発振ループとした。周波数fCで発振する
音叉型水晶振動子の出力は基本的には正弦波であ
るが、雑音等により微小な△ｆ成分がfCにの
る。するとそれが検波器２５で検出され増幅器２
１で増幅され振幅変調回路２２に入力され、fC
の周波数信号を△ｆで変調した信号が、音叉型水
晶振動子に入力されることになる。詳しくは後述
するが変調信号中にはfC−△ｆ即ちfB成分があ
るので、これにより音叉型水晶振動子は周波数
fBによつても発振を開始する。この状態に於け
る主要部の出力波形が第５図に示されており、第
５図１は増幅器２０の出力信号fCであり搬送波
となり、２は増幅器２１の出力信号△ｆで変調信
号となる。３は振幅変調回路２２の出力信号、４
は３の入力信号により励振されたときの振動子２
３の出力信号である。fCの搬送波を変調周波数
△ｆで振幅変調した場合、振動子の入力端子側
（図中１点）の振幅変調波はスペクトルアナライ
ザで観測するとfC、fC±△ｆの３つの周波数成
分と、他の高調波成分より構成されている。これ
が振動子２３を通過した後の図中２の出力側に表
われる電圧の周波数成分は、振動子のフイルタ作
用によりfC、fC±△ｆの３成分よりなる。fC＋
△ｆ、fC−△ｆの成分が出力側に得られるの
は、通常振動子の動作点を励振電圧と振動子の変
位の関係が直線となる領域で使用するため、入力
電圧に比例した電圧が出力側に得られることによ
る。尚入力端子側におけるfC成分は間欠的に変
動することになるが、fCが△ｆによつて停止さ
せられる期間は非常に短いので、振動子はＱによ
り振動を継続することになり、ほとんど振動の減
衰はない。

尚、増幅器２０を含む周波数信号fCのループ
では、出力信号４を増幅器２０で飽和増幅するこ
とによりfC±△ｆ成分が除去されて振幅一定の
搬送波fCが得られる。一方増幅器２１を含む周
波数信号△ｆのループでは、出力信号４を検波器
25で包絡線検波することによりfC成分を除去
し、更に必要な場合はローパスフイルター（後
述）を設けることにより確実に△ｆ成分を得ると
ともに、増幅器２１で飽和増幅することにより振
幅一定の変調波△ｆを形成している。△ｆの発振
回路ループの増幅器２１は、△ｆが取り得る周波
数帯で一定な増幅率と位相の伝達特性を持つ様設
計する。この場合には、振動子２３と検波器２
５、振幅変調器２２、増幅器２１を通る閉ループ
の電圧の伝達特性のゲインは、△ｆ＝｜fC−fB
｜（絶対値）に於いて最大となるため、この周波
数に△ｆの発振回路の発振周波数はロツクされ
る。本発明になる発振回路に於いては、振動子の
２つの共振周波数の差周波数が直接的に得られる
ことが特徴である。

第２図の原理回路の具体的実施例を第３、第４
図に示す。第３図と第４図発振回路の大きな相違
点は、次の通りである。第３図の発振回路は、振
動子のＱ値が１万以下の場合にも、発振の持続が
可能である。一方、第４図は、振動子のＱ値が１
万以上の場合に、安定な発振が可能である。

以下に、各発振回路の構成を詳述する。

まず、第３図から説明する。図中、各部位の名
称とそのはたす機能は、次の通りである。３００
はＣ−MOS、NOR回路よりなる変調器で、抵抗
３０７は動作点を設定するための帰還抵抗３０
１，３０３，３０４，３０５は、２入力のＣ−
MOS、NOR回路の２ゲイトを接続して用いた増
幅器である。もちろんインバータでも同一の機能
をはたす。これらNOR回路のゲイトとドレイン
を接続している抵抗３０８，３０９，３１０，３
１１は、これら増幅器の動作点を電源電圧VDD
の1/2に設定するために用いている帰還抵抗であ
る。増幅器の動作点を1/2VDDにすることにより
増幅器の作動範囲を最適なものにする。３２０の
コンデンサは、増幅器３０４の高域周波数のゲイ
ンを減少させ、検波後の△ｆ信号中に含まれる搬
送波fC成分を除却する役目をはたす。即ちコン
デンサ３２０は抵抗３１０との間で決定される時
定数に基づいて高周波数成分をカツトするローパ
スフイルタを構成しており、増幅器３０４をfC
成分が通過できないようにし、△ｆ成分のみを処
理できるようにしている。３０４，３０５の２個
の増幅器のかわりに１個の非反転増幅器でも代用
できる。３０２，３０６はfC、△ｆ信号のバツ
フア増幅用のインバータである。又、３２２は振
動子、３２１はダイオード、３１２はダイオード
３２１の入力電位を決定する負荷抵抗、３１３，
３１７はダイオードにより変調波を包絡線検波し
て発生する低周波信号△ｆの平滑用の抵抗とコン
デンサである。これら抵抗ＲとコンデンサＣの作
る時定数は、およそ１／fC＜RC＜１／△ｆとな
る様に選択する。３１４は振動子３２２の負荷容
量で発振周波数の調整に用いる。３１５，３１
６，３１８，３１９は結合コンデンサで、信号の
直流成分をカツトするためのものである。これら
コンデンサの容量値は、充分大きくする必要があ
る。図中の主要部位の電圧波形は、第５図に示す
通りに観測される。尚ここで第２図との回路の対
応関係をとるために第２図で用いた回路ブロツク
を第３図中で枠で囲み、第２図と同一の番号を付
した。即ち２０はfC成分の飽和増幅器、２１は
△ｆ成分の飽和増幅器、３０は帰還回路、２２は
振幅変調器、２５は検波器、２６，２７はバツフ
ア増幅器である。尚NOR回路３０３は変調され
た正弦波４を包絡波検波のためにリニア増幅する
増幅器であり、他の増幅器３０１，３０４，３０
５は飽和増幅器である。

かかる回路の作動を第３図に沿つて説明する水
晶振動子３２２が周波数fC及び周波数fBの２つ
の発振を開始すると出力端４は第５図４で提示さ
れるようなfCとfC±△ｆが合成された出力信号
が発生している。この出力信号はNOR回路３０
１と帰還抵抗３０８で形成される飽和増幅器によ
つて飽和反転増幅され出力に第５図１の出力信号
を発生する。一方４の出力信号はNOR回路３０
３と帰還抵抗３０９によつて形成されるリニア増
幅器によつてリニア反転増幅され、ダイオード３
２１、抵抗３１２，３１３、コンデンサ３１７で
形成される検波器に入力される。この検波器は４
の出力信号の下側の包絡線を検波し周波数△ｆ
（周波数fCと周波数fBの差周波数）の信号６を出
力する。第５図に示す６の出力信号には図示して
いないが、この検波器の出力信号にはfCの周波
数成分が若干含まれている。この６の出力信号
は、NOR回路３０４と帰還抵抗３１０によつて
形成される飽和増幅器により飽和反転増幅され
る。この際前述したコンデンサ３２０のローパス
フイルタ作用によりfC成分はカツトされる。こ
のNOR回路３０４の出力をNOR回路３０５と帰
還抵抗３１１により形成される飽和増幅器により
再び反転して第５図の出力信号２をうる。１の周
波数fC信号と２の周波数△ｆ信号がNOR回路３
００と帰還抵抗３０７によつて形成される振幅変
調器に入力され、出力端３に第５図の出力信号３
を発生する。前述の如く３の出力信号は周波数
fCの信号を間欠的に出力するような信号となる
が、周波数成分としてfCとfC±△ｆを備えた信
号であるため、かかる信号が水晶振動子３２２に
入力されると周波数fCと周波数fBで発振を続け
るものである。この際３と４は、△ｆの変調信号
だけでなく搬送波に関しては、位相が同相である
ことに注意する必要がある。このため、fCの発
振ループには２個のNOR回路が用いられてい
る。このとき、振動子とコンデンサの直列回路は
等価的に純抵抗で共振しており、特に、コンデン
サがない場合に於いては、振動子に引加される電
圧VQと流れる電流IQのなす位相角はほぼ０とな
る。この時、振動子に入力する電力ｐは、ｐ＝
VQ・IQ COSφ≒VQ IQ（φはVQとIQのなす角
度）となり、ｐは大きく、低Ｑ値の振動子でも発
振が可能である。第５図の６は、４を増幅した後
波形の下側の包絡線にそつて検波した後の波形で
ある。

次に第４図に、もう１つの具体的実施例を示
す。図中、４０１，４０２，４０４は、第３図と
同様、Ｃ−MOSのNOR回路の２入力を接続して
構成したインバータであり、各々抵抗４０６，４
０７，４１０を接続することにより増幅器の役目
をはたす。抵抗４０６，４０７，４１０は増幅器
の動作点を1/2VDDに設定するための帰還抵抗で
ある。４０３のNOR回路と抵抗４０８，４０９
は変調器を構成する。抵抗４０８，４０９は各々
NOR回路４０３の動作点を1/2VDDに設定するた
めの帰還抵抗である。４００，４０５は各々
fC、△ｆのバツフア増幅器の役目をはたす。４
２１のダイオード、４１２，４１３の抵抗、４１
８のコンデンサで検波器を構成している。４１
４，４１６，４１７，４１９は結合コンデンサで
直流をカツトする。４２５のトリマコンデンサ、
４１５のコンデンサ、４１１の抵抗と４２２の振
動子全体でfC発振回路ループの帰還回路を構成
している。尚ここで第２図との回路の対応関係を
とるために第２図で用いた回路ブロツクを第４図
中で囲み第２図と同様の番号を付した。即ち２０
はfC成分の飽和増幅器、２１は△ｆ成分の飽和
増幅器、３０は帰還回路、２２振幅変調器、２５
は検波器、２６，２７はバツフア増幅器である。
尚NOR回路４０２はリニア増幅器であり、NOR
回路４０１，４０４は飽和増幅器である。又コン
デンサ４２０は検波された△ｆ成分信号に存在す
るfC成分を除去するためのローパスフイルタを
構成するもので作動は第３図のコンデンサ３２０
と同様である。水晶振動子３２２とコンデンサ４
１３，４２５によつて形成される発振器は、入出
力間において180゜の電位位相差があることは周
知である。よつてfC発振回路ループの反転増幅
器の数は、奇数個である必要がある。図中の主要
部位の電圧波形を第５図に示した。

かかる回路の作動を第４図に沿つて説明する。
水晶振動子４２２が周波数fC及び周波数fBこの
２つの発振を開始すると出力端４′には第５図
４′で提示されるようなfCとfC±△ｆが含成され
た出力信号が発生している。この出力信号は
NOR回路４０２と帰還抵抗４０７により形成さ
れるリニア増幅器によりリニア反転増幅される。
かかるNOR回路の出力信号はNOR回路４０１と
帰還抵抗４０６により形成される飽和増幅器によ
つて飽和反転増幅され第５図１の出力信号を
NOR回路４０１の出力に発生する。一方４′の出
力信号をリニア反転増幅したNOR回路４０２の
出力信号は、ダイオード４２１、抵抗４１２，４
１３、コンデンサ４１８から形成される検波器に
入力される。この検波器は４′の出力信号の上側
の包絡線と対応する位置でNOR回路４０２の出
力信号の包絡線検波を行い出力端５に第５図の△
ｆ信号５を発生する。第５図に示す５の出力信号
にはfCの周波数成分が若干含まれている。この
５の出力信号は、NOR回路４０４と帰還抵抗４
１０によつて形成される飽和増幅器により反転増
幅され、出力端２に第５図の２の信号が出力され
る。この際前述したコンデンサ４２０のローパス
フイルタ作用によりfC成分はカツトされる。１
の周波数fC信号と２の周波数△ｆ信号が、NOR
回路４０３と帰還抵抗４０８，４０９によつて形
成される振幅変調器に入力され、出力端３に第５
図の出力信号３を発生する。この出力信号３によ
り振動子４２２が発振を持続させることは第３図
と同様である。尚第４図の振幅変調器は２入力の
各々に帰還抵抗が接続されているが、第２図では
一方のみである。これは帰還抵抗があつたほうが
動作点は安定し、より性質の良い発振回路となる
が、出力信号１は飽和増幅された信号であるの
で、帰還抵抗はなくとも作動は行なわれる。又第
３図との相違点は、３と４が△ｆに関し同相であ
るが、fCに関しては逆相である点である。この
結果、振動子に入力する電力ｐは、ｐ＝VQ・IQ
cosΦは振動子引加電圧VQと電流IQのなす角が
90゜近く、ｐは小さい。従つて高Ｑ値の振動子の
発振回路に適している。

次に第６図は、第３、第４図中の１の電圧の周
波数成分をスペクトルアナライザで観測し得られ
たものである。、観測された３つの周波数成分
fC、fC±△ｆの相対的エネルギ強度（スペクト
ル）は、搬送波fCが最も大きく、測波成分fC−
△ｆとfC＋△ｆを比較すると、fC−△ｆの方が
数dB大きい。本来の振幅変調波であればその電
圧波形は、 ｅ＝Ｅ（１＋ｋ cos pt）cos wt であり、これを分解すると ｅ＝Ａ cos wt＋ｋＡ／２｛cos（ｗ＋ｐ）ｔ ＋cos（Ｗ−ｐ）ｔ｝ である。測波のスペクトルは（１／２kA）²で同一値と なる。第５図のfC−△ｆのエネルギレベルL₂が
fC＋△ｆのエネルギL₁より大きい（L₂＞L₁）の理
由は用いた振動子の２つの共振周波数fCとfBの
内一方が搬送波と一致し、又fB＝fC−△ｆとな
る結果、fC−△ｆ成分のエネルギが増大するこ
とによる。

次に第７図は、第３、第４図に用いた変調器と
は別の具体例を示す。前記のＣ−MOS、NOR又
はNANDによる変調器では、搬送波は完全に論理
レベルの１又は０にクランプされるため、振動子
を単なるコンデンサとする充放電のスパイク電圧
が振動子の出力側に現われ、好ましくない。第７
図回路は、これを改善できるもので、７０のトラ
ンスミツシヨンゲートと、７２，７３の抵抗、７
１のＣ−MOSインバータよりなる。抵抗７２
は、直流バイアス用と変調度を制御するための搬
送波のバイパス用抵抗を兼ねている。又、抵抗７
３は、７１のインバータのゲイトに電源電圧
VDDの1/2の直流バイアスをかけて該増幅器の動
作点を設定するためのものである。抵抗７３があ
るために、変調信号△ｆの発振が立上るまで７０
のトランスミツシヨンゲイトは半導通の状態にあ
り、搬送波fCの立上りが可能となる。又、当回
路は、第３、第４図中のNOR回路よりなる振幅
変調器と互換性がある。

以上、詳細に説明した本発明になる発振回路を
用いれば、例えば該発振回路に用いる振動子の２
つの共振周波数の温度特性が、搬送波周波数fC
に関しては極めて温度変化が小さく、一方のモー
ドfBが極めて周波数の温度変化が大きければ、
fCを周波数標準として、他方を温度の検出信号
として用いることができ、温度センサへの応用が
可能となる。さらに、前述の回路を１チツプに
IC化することも可能であり、小型で、低パワー
な温度センサーが実現する。

以上説明した様に、本発明になる発振回路は、
１つの振動子に近接した周波数で存在する２つの
振動モードの各々の周波数を簡単な回路構成によ
り確実に分離し得る効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来同時に２つの発振周波数で発振
することが可能な発振回路である。第２図ａ，ｂ
は、本発明になる第１図と同様な機能をはたす発
振回路の原理図である。第３図、第４図は、本発
明になる発振回路の具体的実施例を示す図であ
る。第５図は、第２図ａ、第３図、第４図中の主
要部位の電圧波形を示す図である。第６図は、第
３図と第４図中の４，４′の電圧波形の周波数ス
ペクトルを示す図である。第７図は、本発明にな
る発振回路の振幅変調器に用いることができる振
幅変調器の他の具体的実施例を示す図である。 １６，２３，３２２，４２２……２つの共振周
波数をもつ振動子、２２……振幅変調器、２０，
２１……増幅器、２４……検波器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 同時に２つの周波数信号を出力する発振回路
   に於いて、第１周波数fCをもつ第１振動モード
   と第２周波数fBをもつ第２振動モードで振動す
   る１つの振動子２３、前記第１周波数を第３周波
   数△ｆで変調する振幅変調器２２、前記振幅変調
   器に接続され前記振動子と受動回路素子２４より
   なる帰還回路２３，２４、前記帰還回路の出力波
   を検波し前記第３周波数△ｆをもつ検波出力信号
   を出力する検波器２５、前記帰還回路の出力波を
   直接増幅して前記振幅変調器に前記第１周波数と
   して出力する第１増幅器２０、前記検波器の出力
   信号を増幅し変調信号として前記振幅変調器に出
   力する第２増幅器２１とからなり、前記第１周波
   数と第２周波数の値が近接しているとともに、前
   記変調信号となる第３周波数△ｆが前記第１周波
   数fCと前記第２周波数fBの差周波数となり、且
   つ、前記発振回路の一方の出力信号を前記第１周
   波数fCとし、他方の出力信号を前記第３周波数
   △ｆとしたことを特徴とする発振回路。