JPS62190940A - スペクトラム拡散通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はスペクトラム拡散通信方式およびその受信装置
に関する。

（従来の技術） 情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信し、受信側で
逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方
式は妨害に強い、秘匿性に優れるという長所を有してい
る反面、狭帯域信号を用いる通信方式に比べ周波数の利
用効率が悪い。

これに対し特願昭５６−０６９０２０号明細書「スペク
トラム拡散通信方式およびその受信装置」では、拡散符
号（Ｍ系列）発生器のレジスタの初期値と受信側で逆拡
散したときのピーク値ｐ出現する時間位置とが１対１に
対応することを利用して、この時間位置を検出すること
によりレジスタの初期値を情報として伝送し、伝送情報
量を増加させている。

また情報速度が同一の場合には、従来の拡散符号を乗じ
る方法と比べ、この方法は占有帯域が少なくて済み、そ
の結果ＳＮ比が改善される。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながらＭ系列発生器のレジスタの初期値が全て零
である場合に、送信信号はＭ系列とならないため、受信
側の整合フィルタの出力値にピークが生じず、正しく判
定することができない。このため送信側あるいは受信側
で何らかの処理が必要であり装置が複雑であった。

本発明の目的はこの問題点を解決した、周波数利用効率
の良いスペクトラム拡散通信方式およびその受信機を提
供することにある。

（問題を解決するための手段） 第１の本発明の通信方式においては、送信すべきＮビッ
トのディジタル信号を、Ｎ段のゴールド符号発生器を構
成する２つのＮ段シフトレジスタのうちの一方のＮ段シ
フトレジスタの初期値として入力し、前記Ｎ段のゴール
ド符号発生器の１周期分以上の出力を送信信号として送
信する送信機と、前記送信機からの信号を、係数を時間
変化させてゴールド符号の全ての送信パタンを実現する
整合フィルタに通し、前記整合フィルタの出力の最大値
の出現する時間位置を測定し、前記時間位置に基づいて
送信されたＮビットのディジタル信号を判定する受信機
とを用いている。

第２の本発明の通信方式においては、送信すべき２Ｎビ
ットのディジタル信号を、Ｎ段のゴールド符号発生器を
構成する２つのＮ段シフトレジスタの両方に初期値とし
て入力し、前記Ｎ段のゴールド符号発生器の１周期分以
上の出力を送信信号として送信する送信機と、前記送信
機からの信号を、係数を時間変化させてゴールド符号の
全ての送信パタンを実現する整合フィルタに通し、前記
整合フィルタの出力の最大値の出現する時間位置を測定
し、前記時間位置に基づいて送信されたＮビットのディ
ジタル信号を判定する受信機とを用いている。

第３の受信装置は、第１および第２の通信方式において
連続するブロック符号から成る受信信号を１符号語づつ
並列に取り出し１符号語周期の間保持する直並列変換回
路と、前記直並列変換回路に保持された受信信号に対し
係数を時間変化させて符号語の全ての送信パタンを実現
して相関を順次計算する整合フィルタと、前記整合フィ
ルタの出力の最大値を検出する最大値検出回路と、前記
最大値検出回路が最大値を検出したと判定した時間位置
を送信信号系列に変換する変換回路とから構成されてい
る。

（作用） 本発明においては、拡散符号としてＭ系列の代りにゴー
ルド符号を用いている。ゴールド符号は同周期でなおか
つ生成多項式の異なる２つのＭ系列の法２の加算によっ
て得られる系列である。

従ってゴールド符号発生器は、２つのＭ系列発生器とそ
の出力を合成する加算器とから構成される。送信すべき
Ｎビットのディジタル信号を、一方のＭ系列発生器のＮ
段しジスタの初期値として入力する。もう一方のＭ系列
発生器のＮ段しジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
Ｍ系列を発生させる。

これらのＭ系列発生器の出力の法２の加算が送信信号と
して送信される。こうすると初期値のＮビットが全て零
であってもＭ系列が送信されることになり、初期値のＮ
ビットと２Ｎ種の拡散符号とが１対１に対応する。しか
も異なる初期値がら発生された異なる符号語間の相互相
関は無視できる程度に十分小さくほぼ直交している。こ
のことを以下に詳しく説明する。送信すべき信号が初期
値として入力されるＭ系列発生器からは、２つの異なる
初期値に対しては２つの異なるＭ系列（仮にＭｌおよび
Ｍｌ’とする）が出力される。もう一方のＭ系列発生器
からは常に同一のＭ系列（Ｍ２とする）が出力される。

従って２つの異なる初期値に対して発生されるゴールド
符号は、Ｍ１■Ｍ２およびＭｌ’■Ｍ２である。

これらの符号語には同一のＭ系列Ｍ２が含まれているた
め、符号語間の相互相関はＭｌとＭｌ’にだけ依存しＭ
系列の相互相関と全く同じになる。Ｎ段シフトレジスタ
から発生されるＭ系列の相互相関は、自己相関のピーク
の一１／（２Ｎ−１）倍であり十分小さいことが知られ
ている。また初期値が全て零の場合には、Ｍ系列Ｍ２が
発生されたこの符号語Ｍ２とゴールド符号Ｍ１■Ｍ２と
の相互相関は同様に十分小さいことは明らかである。

受信側ではこの連続するゴールド符号の中から１周期分
だけを直並列変換して取り出して１周期の間保持する。

この保持された信号を入力とする整合フィルタは、その
係数を２Ｎ種のゴールド符号のすべてのパタンを実現す
るように時間的に変化させて、受信信号とゴールド符号
の全ての組合わせとについて相関を計算する。このゴー
ルド符号の相互相関は十分に小さくほぼ直交してい・る
ため、受信信号と整合フィルタの係数のゴールド符号と
が一致した場合に最大値が出力に現れる。従って整合フ
ィルタの出力に最大値が現れた時間位置を検出すること
により、送信された情報を判定できる。

また同様のゴールド符号発生器を利用して、更に伝送情
報量を増すことができる。送信すべき２Ｎビットのディ
ジタル信号を、Ｎビットづつに分割してゴールド符号発
生器を構成する２つのＭ系列発生器のＮ段しジスタの初
期値としてそれぞれ入力する。これらのＭ系列発生器の
出力の法２の加算が送信信号として送信される。このよ
うにして異なる初期値から発生される異なる符号どうし
は完全に直交しないが、これらの符号間の相互相関は２
（Ｎ　＋　１）／２　＋　１（Ｎが奇数）、または２（
Ｎ＋２）／２　＋　１（Ｎが偶数）を越えないことが保
証されている。従って受信側では、同様にゴールド符号
の１周期分を並列に取り出して、整合フィルタの係数を
時間的に変化させて、受信信号とゴールド符号の全ての
組合わせとについて相関を計算し、整合フィルタの出力
に最大値が現れた時間位置により送信された情報を判定
すれば良い。この方法では、初期値の２Ｎビットが全て
零である場合に、送信信号はゴールド符号とならず拡散
が行われない。従って送信側において初期値の２Ｎビッ
トが全て零とならないような符号処理を行えば良い。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。第
１図は本発明の通信方式の一実施例を示す図である。送
信すべき信号系列は入力端子１００から入力されＮ段の
シフトレジスタ１１０にたくわえられる。次にシフトレ
ジスタ１１０のＮビットのデータはＮ段のゴールド符号
発生器１２０の初期値としてロードされる。ゴールド符
号発生′６１２０はこの初期値に基づいて１周期（２Ｎ
−１チツプ）の信号を変調器１３０へ送信する。変調器
１３０では発振器１４０のキャリア周波数でゴールド符
号発生器１２０の出力を２相位相変調してアンテナ１５
０から送信する。

受信側ではアンテナ１６０から受信された信号を同期検
波器１７０により同期検波する。直並列変換回路１８０
は同期検波器１７０の出力から１周期分のゴールド符号
を直並列変換して取り出し、１周期の間保持する。直並
列変換回路１８０に保持された受信信号に対し、整合フ
ィルタ１９０はその係数を２Ｎ種のゴールド符号の全て
の送信パタンを実現するように時間的に変化させて、受
信信号とゴールド符号との相関を計算する。異なるゴー
ルド符号間の相互相関は十分小さくほぼ直交していると
みなせるため、整合フィルタの係数が受信信号に一致し
た時に最大値が出力に現れる。つまり整合フィルタの出
力が最大値をとる時間は送信側のゴールド符号発生器１
２０のレジスタの初期値によって一意的に定まる。

従ってこのピークを最大値検出回路２００で検出しその
ときの時間位置を変換回路２１０でゴールド符号発土器
の初期値として与えてやればＮビットの信号を検出する
ことができる。

次に第１図の実施例における送信機および受信機のより
具体的な実施例を述べる。実施例は最も簡単なＮ＝３の
場合について述べる。

第２図は本発明の送信機の第１の実施例を示す図である
。送信信号系列は端子１００′から入力され、送信信号
のタロツク源２０より供給されるタロツクによって駆動
される３段のシフトレジスタ１０へ順次入力される。シ
フトレジスタ１０の内容は送信信号３ビットがシフトレ
ジスタ１０に格納された後にＭ系列を発生させるシフト
レジスタ１１の初期値としてカウンタ３０からの信号に
基づいて並列に入力される。シフトレジスタ１１は排他
的論理和回路３１とともに３段のＭ系列発生器を構成し
ている。カウンタ３０はシフトレジスタ１１へ信号を送
ると同時に、シフトレジスタ１２へも信号を送る。シフ
トレジスタ１２はこの信号に基づいて全ての内容を１に
セットする。シフトレジスタ１２は排他的論理和回路３
２とともにＭ系列発生器を構成している。この２つのＭ
系列発生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生
するようにあらかじめ結線されており、クロック源２１
により供給されるクロックで駆動されている。タロツク
源２１の発振周波数はタロツク源２０の７／３倍になっ
ている。

またカウンタ３０はクロック２１からのタロツク信号を
７個カウントする毎に、レジスタ１１にレジスタ１０の
内容を入力させるセット信号およびレジスタ１２にその
全ての内容を１にセットするセット信号を出す。レジス
タ１１およびレジスタ１２はクロック２１で駆動されて
互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生させ排他的論理
和回路３３へ出力する。３段のＭ系列の周期は７である
ので、レジスタ１１およびレジスタ１２からは初期値が
レジスタ１０からロードされる毎に１周期分のＭ系列が
出力されることになる。レジスタ１１およびレジスタ１
２から出力された互いに生成多項式の異なる１周期分の
Ｍ系列は、排他的論理和回路３３により法２の加算が行
われゴールド符号として出力される。排他的論理和回路
３３から出力されたゴールド符号はレベル変換器３４で
°１″のときには＋１１１１に対応する電圧に、ｅｌｏ
ｔ＋のときには？１　１１＋に対応する電圧に変換され
た後、発振５２２からのキャリア信号と乗算器３５で乗
算され、２相位相変調されて出力端子１０１から出力さ
れる。送信データとレジスタ１１およびレジスタ１２の
出力と発生されるゴールド符号との関係を第５図に示す
。

第３図は第２図の送信機に対応する受信機の実施例であ
る。入力端子１０２で受信された信号は同期検波器４に
よりベースバンド信号へ復調された後、直並列変換回路
５へ入力され、１周期分のゴールド符号が直並列変換さ
れて取り出される。直並列変換回路５は、ん０（アナロ
グ−ディジタル）コンバータ５０と受信信号のチップ数
に一致した段数を持つ７段シフトレジスタ５１とカウン
タ５２と７段の並列レジスタ５３とから構成されている
。直並列変換回路５へ入力された信号は、チップ周期に
同期したクロック源２３から供給されるクロックにより
駆動されているん０コンバータ５０によりディジタル化
された後、同じくタロツク源２３により駆動されている
７段のシフトレジスタ５１に順次入力されるので、ゴー
ルド符号の各チップに対応する電圧がサンプルされて保
持される。カウンタ５２はクロック源２３よりのクロッ
クを７個カウントしてゴールド符号が１周期分シフトレ
ジスタ５１に入力される毎に、並列レジスタ５３に信号
を出す。並列レジスタ５３は、カウンタ５２からの信号
に基づいてシフトレジスタ５１の各段の内容を並列にた
くわえる。この直並列変換された１周期分のゴールド符
号に対して、整合フィルタ６はその係数を送信される可
能性のある８種のゴールド符号に順次変化させて相関を
計算する。

整合フィルタ６は乗算器６０，６１，６２，６３，６４
，６５．６６とカウンタ６７と送信される可能性のある
ゴールド符号のパタンを記憶したＲＯＭ６８（Ｒｅａｄ
　０ｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）と加算合成回路６９とから
構成される。ＲＯＭ６８の内容の１例を第６図に示す。

カウンタ６７は、１周期分のゴールド符号がレジスタ５
３にセットされる時すなわち、カウンタ５２の出力によ
りリセットされ、タロツク源２３の発振周波数の８／７
倍の発振周波数を持つタロツク源２４よりのタロツクを
カウントしてその値をＲＯＭ６８のアドレスとして入力
する。

ＲＯＭ６８は入力されたアドレスに対応するメモリに記
憶されたゴールド符号のパタンをタロツク源２４よりの
クロックを読み出しパルスとして読み出す。この順次読
み出されるゴールド符号のパタンを乗算器６０，６１，
６２，６３，６４，６５．６６により受信信号と乗算し
て、更にその結果を合成加算回路６９において加え合わ
せることにより相関を計算する。

送信される可能性のある８種のゴールド符号の異なる符
号間の相互相関は十分小さくこれらの符号は互いに直交
しているとみなせる。ここで例を用いてこの整合フィル
タ６の出力がどのようになるかを説明する。例として送
信機の入力端子１００′から入力されるデータが１．０
．１という系列である場合を考える。この場合の受信信
号は−１，−１−１，１−１゜１−１というゴールド符
号である。カウンタ６７の値、ＲＯＭ６８の各端子Ａ、
Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇの出力、合成加算回路６９の出
力の関係を第７図に糸す。同図より明らかなように合成
加算回路６９の出力は、受信信号と整合フィルタ６の係
数であるＲＯＭ６８の出力とが一致した場合に最大値に
なる。従って、この最大値の出現する時間位置を判定す
ることで送信された系列を復号することができる。

以下にその過程を示す。まず最大値検出回路７において
、整合フィルタ６の出力が最大値をとった時刻を検出し
ている。最大値はメモリ７０に記憶されており、最大値
検出回路７の入力信号は比較器７１でメモリ内容と比較
され、比較器７１は入力信号の方がメモリ７０の内容よ
り大きい場合にのみ書き込みパルスをメモリ７０および
メモリ８０へ送る。メモリ７０ではこの比較器７１から
の書き込みパルスが来ると、そのときの入力信号を新た
な値として書き込むこの過程でメモリ７０には最大値が
記憶される。

この処理はクロック源２４により駆動されている。

メモリ７０の内容はカウンタ５２からの信号で受信信号
とゴールド符号との新たな相関特性が最大値検出回路７
に入力される毎にリセットされる。また比較器７１から
の信号はメモリ８０へも供給されている。メモリ８０は
、カウンタ５２の出力によりリセットされるカウンタ８
２の内容を比較器７１からの信号に基づいて記憶するこ
とにより、入力信号が最大値をとったときの時間を記憶
する。メモリ８０の内容もまたカウンタ５２からの信号
でリセットされる。メモリ８０の内容はＲＯＭ８１によ
り送信データに変換され、カウンタ５２からの信号を読
み出しパルスとして出力され、送信機のクロック源２０
と同周期のクロック源２５で駆動される変換回路９によ
り並列−直列変換されて端子１０３から出力される。

ＲＯＭ８１の内容の一例を第８図に示した。

本実施例においては、３ビットの送信データを２３−１
＝７チツプにして送信している。従来の直接拡散方式に
よるスペクトラム拡散方式においては２３−１＝７チツ
プで１ビットのデータを送信しているので、本発明の方
式におては直接拡散方式に比べて３倍の情報量を送って
いることになる。一般にゴールド符号発生器の段数をＮ
段にすればデータの伝送量は直接拡散方式に比べてＮ倍
になる。

また本実施例においては相関の最大値を検出することに
より送信された系列を復号しているが、送信信号である
ゴールド符号の°′１”２を０”に、また＋＋Ｏ１１を
°１”に反転して送信すれば相同の最小値を検出するこ
とにより送信された系列の復号が可能である。従ってゴ
ールド符号を反転するかしないかを情報として用いれば
、本実施例に加えて１ビット多く伝送することができ、
データの伝送量は直接拡散方式のＮ＋１倍になる。更に
直交した搬送波を用いるＱＰＳＫによって変調を行えば
伝送情報量を２倍にすることが可能である。

また本発明の方式においては送信データの全てが零とな
っても拡散符号が送信されＭ系列を用いた従来の方式の
ような問題を生じない。本発明の受信装置はＲＯＭの内
容を変更することによりゴールド符号以外の他の符号、
例えばＭ系列に対しても使用が可能であり応用の範囲が
広い。

第４図は本発明の送信機の第２の実施例を示す図である
。本実施例においては、送信すべき２Ｎビットのディジ
タル信号をＮ段ゴールド符号発生器を構成する２個のＭ
系列発生器のＮ段しジスタの初期値として入力すること
により、伝送情報量を第２図の実施例の送信機を用いた
場合の約２倍にできるという長所を有している。送信信
号系列は端子２００から入力され、送信信号のクロック
源２２０によって駆動される６段のシフトレジスタ２１
０へ順次入力される。シフトレジスタ２１０の内容は送
信信号６ビットがシフトレジスタ２１０に格納された後
に、３ビットづつに分割されそれぞれＭ系列を発生させ
るシフトレジスタ２１１およびシフトレジスタ２１２の
初期値としてカウンタ２３０からの信号に基づいて並列
に入力される。シフトレジスタ２１１は排他的論理和回
路２３１とともに、またシフトレジスタ２１２は排他的
論理和回路２３２とともにそれぞれ３段のＭ系列発生器
を構成している。この２つのＭ系列発生器は、互いに生
成多項式の異なるＭ系列を発生するようにあらかじめ結
線されており、タロツク源２２１よりのタロツクで駆動
されている。クロック源２２１の発振周波数はクロック
源２２０の’１／６倍になっている。またカウンタ２３
０はクロック源２２１からのクロック信号を７個カウン
トする毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１２にレ
ジスタ２１０の内容を入力させるセット信号を出す。レ
ジスタ２１１およびレジスタ２１２はタロツク源２２１
で駆動されて互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生さ
せ排他的論理和回路２３３へ出力する。３段のＭ系列の
周期は７であるので、レジスタ２１１およびレジスタ２
１２からは初期値がレジスタ２１０からロードされる毎
に１周期分のＭ系列が出力されることになる。レジスタ
２１１およびレジスタ２１２から出力された互いに生成
多項す式の異なる１周期分のＭ系列は、排他的論理和回
路２３３により法２の加算が行われゴールド符号として
出力される。排他的論理和回路２３３から出力されたゴ
ールド符号はレベル変換器２３４で“Ｔ′のときには１
″に対応する電圧に、＋１０１１のときには“Ｉ　　１
１９に対応する電圧に変換された後、発振器２２２から
のキャリア信号と乗算５２３５で乗算され、２相位相変
調されて出力端子２０１から出力される。このようにし
て異なる初期値から発生される異なるゴールド符号の符
号間の相互相関は２（Ｎ＋１）／２＋１（Ｎが奇数）、
または２（Ｎ＋２）／２＋１（Ｎが偶数）を越えないこ
とが保証されている。従って本実施例の送信機に対する
受信機は、第３図の実施例と同様の構成のもので、１周
期分を並列に取り出した受信信号に対し整合フィルタの
係数を時間的に変化させて送信される可能性のあるゴー
ルド符号の全ての組合わせについて相関を計算し、整合
フィルタの出力に最大値が現れた時間位置により送信さ
れた情報を判定すれば島い。この場合は送信される可能
性のあるゴールド符号の数が増すので、これに対応して
第３図のＲＯＭ６８およびＲＯＭ８１の内容を書き換え
、タロツク源２４の発振周波数を変更する必要がある。

また初期値の２Ｎビットが全て零である場合には、送信
信号は拡散符号とならないため、このような初期値が生
じないように送信側で何らかの符号処理を行えば良い。

このような方法を用いると２Ｎ−１チツプで２Ｎビット
の情報が送れるので、伝送情報量は一層増大する。しか
し用いられる符号が完全に直交していないため雑音の影
響による誤りを生じ易くなる。

以上述べた実施例では、１周期のゴールド符号からなる
符号語を送信信号として用いたが、本発明の通信方式に
おいては１周期以上のゴールド符号からなる符号語を送
信信号として用いることも可能である。

（発明の効果） 以上述べたように本発明によれば従来のスペクトラム拡
散方式に比べて伝送情報量の多い簡便なスペクトラム拡
散通信方式および受信機を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の通信方式の一実施例を示すブロック図
、第２図は本発明の送信機の第１の実施例を示すブロッ
ク図、第３図は、本発明の受信機の実施例を示すブロッ
ク図、第４図は本発明の送信機の第２の実施例を示すブ
ロック図である。第５図、第６図、第７図、第８図は、
本発明の実施例の詳細を説明するための図である。 図において、４，１７０・・・同期検波器、５，１８０
・・・直並列変換回路、６，１９０・・・整合フィルタ
、８，２００・・・最大値検第１図 １０，１１，１２・・・シフトレジスタ３Ｌ３２，３３
・・・排他的論理和回路２０．２１　　−クロック源 ２２　　　　　・発振器 ３５　　　　・・・乗算器 第４図 ２２２　　　　　　・・・発振器 第５図 第６図 第７図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、送信すべきＮビットのディジタル信号を、Ｎ段のゴ
   ールド符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジスタ
   のうちの一方のＮ段シフトレジスタの初期値として入力
   し、前記Ｎ段のゴールド符号発生器の１周期分以上の出
   力を送信信号として送信する送信機と、前記送信機から
   の信号を、係数を時間変化させて、ゴールド符号の全て
   の送信パタンを実現する整合フィルタに通し、前記整合
   フィルタの出力の最大値の出現する時間位置を測定し、
   前記時間位置に基づいて送信されたＮビットのディジタ
   ル信号を判定する受信機とを用いることを特徴とする通
   信方式。 ２、送信すべき２Ｎビットのディジタル信号を、Ｎ段の
   ゴールド符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジス
   タの両方に初期値として入力し、前記Ｎ段のゴールド符
   号発生器の１周期分以上の出力を送信信号として送信す
   る送信機と、前記送信機からの信号を、係数を時間変化
   させてゴールド符号の全ての送信パタンを実現する整合
   フィルタに通し、前記整合フィルタの出力の最大値の出
   現する時間位置を測定し、前記時間位置に基づいて送信
   されたＮビットのディジタル信号を判定する受信機とを
   用いることを特徴とする通信方式。 ３、連続するブロック符号から成る受信信号を１符号語
   づつ並列に取り出し１符号語周期の間保持する直並列変
   換回路と、前記直並列変換回路に保持された受信信号に
   対し係数を時間変化させて符号語の全ての送信パタンを
   実現して相関を順次計算する整合フィルタと、前記整合
   フィルタの出力の最大値を検出する最大値検出回路と、
   前記最大値検出回路が最大値を検出したと判定した時間
   位置を送信信号系列に変換する変換回路とから構成され
   ることを特徴とする受信装置。