JPS62206949A - セカンダリチヤンネル方式 - Google Patents
セカンダリチヤンネル方式Info
- Publication number
- JPS62206949A JPS62206949A JP4902386A JP4902386A JPS62206949A JP S62206949 A JPS62206949 A JP S62206949A JP 4902386 A JP4902386 A JP 4902386A JP 4902386 A JP4902386 A JP 4902386A JP S62206949 A JPS62206949 A JP S62206949A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- secondary channel
- data
- symbol
- frame
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
モデムの信号送信中に、一定周期でボーレート当たりの
変調ビット数（信号点配置数）を減少させたシンボルを
送信し、此のシンボルでセカンダリチャンネルデータを
送信し、且つ減少した信号点数のシンボルの相関をとる
ことによりフレーム同期を取る。
変調ビット数（信号点配置数）を減少させたシンボルを
送信し、此のシンボルでセカンダリチャンネルデータを
送信し、且つ減少した信号点数のシンボルの相関をとる
ことによりフレーム同期を取る。
本発明は音声帯域モデムのセカンダリチャンネル及びフ
レーム同期に関するものである。
レーム同期に関するものである。
音声帯域モデムに於けるセカンダリチャンネルは、モデ
ムのリモート設定、診断、及び回線状態のモニタ等ネッ
トワークのマネージメントに用いられることが多く、此
のためセカンダリチャンネルのエラーレート等の特性は
メインチャンネルより良いことが要求される。
ムのリモート設定、診断、及び回線状態のモニタ等ネッ
トワークのマネージメントに用いられることが多く、此
のためセカンダリチャンネルのエラーレート等の特性は
メインチャンネルより良いことが要求される。
音声回線の周波数帯域は通常３００ Ｈｚがら３４００
Ｈｚ迄の３１００Ｈｚの幅があるが、例えば１４．４
Ｋ ｂｐｓモデムが使用する周波数帯域幅は３１００１
１ｚより少ない。
Ｈｚ迄の３１００Ｈｚの幅があるが、例えば１４．４
Ｋ ｂｐｓモデムが使用する周波数帯域幅は３１００１
１ｚより少ない。
従って周波数分割方式（ＦＤＭ）では此の余っている帯
域をフィルタにより周波数分割し、ＦＳＫ （Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）等の変調方法
を使用してセカンダリチャンネルを実現しいる。此の場
合の通信速度はｇ通７５〜３００ｂｐｓ程度である。
域をフィルタにより周波数分割し、ＦＳＫ （Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）等の変調方法
を使用してセカンダリチャンネルを実現しいる。此の場
合の通信速度はｇ通７５〜３００ｂｐｓ程度である。
第４図は従来のセカンダリチャンネルの説明図である。
図中、Ｍ −ＣＨはメインチャンネル、５−ＣＨはセカ
ンダリチャンネル、Ｇはガード帯域である。
ンダリチャンネル、Ｇはガード帯域である。
尚メインチャンネルＭ −ＣＨとセカンダリチャンネル
５−ＣＨの間にはガード帯域Ｇを設けてキャリアの周波
数変動の影響を除去している。
５−ＣＨの間にはガード帯域Ｇを設けてキャリアの周波
数変動の影響を除去している。
然しながら１９．２ Ｋ ｂｐｓ等の高速モデムの場合
には点線で示す様にメインチャンネルの使用周波数帯域
が広くなるので、従来の周波数分割方式ではセカンダリ
チャンネルを実現するのに必要な周波数帯域が得られな
い。
には点線で示す様にメインチャンネルの使用周波数帯域
が広くなるので、従来の周波数分割方式ではセカンダリ
チャンネルを実現するのに必要な周波数帯域が得られな
い。
どうしてもセカンダリチャンネルを実現しようとすれば
、ガード帯域Ｇが狭い為に大規模で而も高精度のフィル
タを使用しなければならず、構成る程度の伝送速度を得
る為多値化Ｐ Ｓ Ｋ （ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋ
ｅｙｉｎｇ）方式等の複雑な変調方式を採る必要があり
、此の為セカンダリチャンネルを作るためには大規模な
回路が必要となる。
、ガード帯域Ｇが狭い為に大規模で而も高精度のフィル
タを使用しなければならず、構成る程度の伝送速度を得
る為多値化Ｐ Ｓ Ｋ （ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋ
ｅｙｉｎｇ）方式等の複雑な変調方式を採る必要があり
、此の為セカンダリチャンネルを作るためには大規模な
回路が必要となる。
又時分割多重方式（ＴＤＭ方式）ではメインチャンネル
のデータ中にセカンダリチャンネルのデータを多重化し
て伝送する方法もある。
のデータ中にセカンダリチャンネルのデータを多重化し
て伝送する方法もある。
然しなから上記ＴＤＭ方式に依るとメインチャンネルの
エラーレートとセカンダリチャンネルのエラーレートが
同じになり、セカンダリチャンネルとしては好ましくな
いと云う欠点がある。
エラーレートとセカンダリチャンネルのエラーレートが
同じになり、セカンダリチャンネルとしては好ましくな
いと云う欠点がある。
本発明の目的はＴＤＭ方式を使用し、而もメインチャン
ネルよりエラーレートの良いセカンダリチャンネルを実
現することである。
ネルよりエラーレートの良いセカンダリチャンネルを実
現することである。
Ｃ問題点を解決するための手段〕
上記問題点は音声帯域を使用し、時分割方式によりセカ
ンダリチャンネルを構成するモデムに於いて、第１図に
示す様にボーレート当たりの変調ビット数を減らしたシ
ンボルを周期的に送出し、該シンボルをフレーム同期信
号として使用し、且つ該シンボルにより該セカンダリチ
ャンネルのデータを送信することにより解決される。
ンダリチャンネルを構成するモデムに於いて、第１図に
示す様にボーレート当たりの変調ビット数を減らしたシ
ンボルを周期的に送出し、該シンボルをフレーム同期信
号として使用し、且つ該シンボルにより該セカンダリチ
ャンネルのデータを送信することにより解決される。
本発明に依るとメインチャンネルのデータとセカンダリ
チャンネルのデータを同一フレームに乗せて時分割方式
により伝送するにも拘わらず、ボーレート当たりの変調
ビット数を減らしたシンボルを周期的に送出してフレー
ム同期信号とし、而も此のシンボルをセカンダリチャン
ネルとして使用するのでエラーレートが改善されると云
う効果が生まれる。
チャンネルのデータを同一フレームに乗せて時分割方式
により伝送するにも拘わらず、ボーレート当たりの変調
ビット数を減らしたシンボルを周期的に送出してフレー
ム同期信号とし、而も此のシンボルをセカンダリチャン
ネルとして使用するのでエラーレートが改善されると云
う効果が生まれる。
１９．２ Ｋ ｂｐｓ程度のモデムに於いてＴＤＭ方式
によりセカンダリチャンネルを作る場合、回線の帯域制
限によりボーレートを上げることは困難であり、１ボー
レート当たりの変調ビット数を８ビツトとして、伝送す
る信号点数を２５６値（＝２’）に抑える必要がある。
によりセカンダリチャンネルを作る場合、回線の帯域制
限によりボーレートを上げることは困難であり、１ボー
レート当たりの変調ビット数を８ビツトとして、伝送す
る信号点数を２５６値（＝２’）に抑える必要がある。
本発明では此のメインチャンネルの２５６値シンボルに
、一定間隔で信号点数を減少させた（例えば変調ビット
数が４ビツトの１６値の様に）信号配置のシンボルを送
出し、此のシンボルでセカンダリチャンネルのデータを
伝送する。
、一定間隔で信号点数を減少させた（例えば変調ビット
数が４ビツトの１６値の様に）信号配置のシンボルを送
出し、此のシンボルでセカンダリチャンネルのデータを
伝送する。
第１図は本発明に依るセカンダリチャンネル方式の原理
図である。
図である。
第１図（ａ）はフレーム構成図であり、フレーム周期Ｔ
の内、Ｔ、４の部分にはメインチャンネルＭ−〇Ｈのデ
ータを乗せ、Ｔｓの部分にはセカンダリチャンネル５−
ＣＨのデータを乗せる。
の内、Ｔ、４の部分にはメインチャンネルＭ−〇Ｈのデ
ータを乗せ、Ｔｓの部分にはセカンダリチャンネル５−
ＣＨのデータを乗せる。
メインチャンネルのデータの信号点配置は第１図（ｂ）
に示す様に２５６シンボル（＝２８）でアリ、セカンダ
リチャンネルのデータは第１図（ｃｌに示す様に１６シ
ンボル（＝２’）とする。
に示す様に２５６シンボル（＝２８）でアリ、セカンダ
リチャンネルのデータは第１図（ｃｌに示す様に１６シ
ンボル（＝２’）とする。
従って同一のフレームに乗せてメインチャンネルのデー
タとセカンダリチャンネルのデータを伝送するにも拘わ
らず、セカンダリチャンネルの特性はメインチャンネル
より良くなる。
タとセカンダリチャンネルのデータを伝送するにも拘わ
らず、セカンダリチャンネルの特性はメインチャンネル
より良くなる。
本発明はメインチャンネルのシンボル（２５６値、８ビ
ツト）と、セカンダリチャンネルのシンボル（１６値、
４ビツト）の比を規定し、一定の周期で多重化して送信
し、此の周期をフレーム信号として使用する。
ツト）と、セカンダリチャンネルのシンボル（１６値、
４ビツト）の比を規定し、一定の周期で多重化して送信
し、此の周期をフレーム信号として使用する。
此のフレーム信号の抽出は数フレームに渡って各シンボ
ルの相関をとることにより可能であり、此のため本発明
ではフレーム抽出部としては相関検出器を使用する。相
関検出器は数フレームに渡って各シンボルの相関をとり
、２５６°値の信号点位置に信号があるか、１６値の信
号点位置に信号があるか、を統計的に調べることにより
フレーム信号を抽出する。
ルの相関をとることにより可能であり、此のため本発明
ではフレーム抽出部としては相関検出器を使用する。相
関検出器は数フレームに渡って各シンボルの相関をとり
、２５６°値の信号点位置に信号があるか、１６値の信
号点位置に信号があるか、を統計的に調べることにより
フレーム信号を抽出する。
又端末側の伝送速度は時分割多重回路によって２４００
ｂｐｓの整数倍であるため、２４００ｂｐｓとモデムの
内部処理を同期させる為の信号を作成しなければならな
い。此れは１フレーム内のデータビット数を８の整数倍
に設定しておけばフレーム信号より２４００Ｈｚを再生
することが出来る。
ｂｐｓの整数倍であるため、２４００ｂｐｓとモデムの
内部処理を同期させる為の信号を作成しなければならな
い。此れは１フレーム内のデータビット数を８の整数倍
に設定しておけばフレーム信号より２４００Ｈｚを再生
することが出来る。
今ボーレートをＢ（シンボル７秒）、
５−ＣＨのビットレートをＳ （ｂｐｓ）、フレーム
同期信号はｎシンボルに１回とする、５−ＣＨの信号点
をＰ（ビット／シンボル）、Ｍ−ＣＨの信号点を７ （
ビット／シンボル）、フレーム周波数ｆ ＦＲ＝ Ｂ
／ ｎ 。
同期信号はｎシンボルに１回とする、５−ＣＨの信号点
をＰ（ビット／シンボル）、Ｍ−ＣＨの信号点を７ （
ビット／シンボル）、フレーム周波数ｆ ＦＲ＝ Ｂ
／ ｎ 。
とする。
今仮に、 ボーレートＢ≦２７８５・・・・■５−
ＣＨのビットレートＳ≧１１０ ・・・ ・■として
考える。
ＣＨのビットレートＳ≧１１０ ・・・ ・■として
考える。
Ｂ・−・Ｐ＝Ｓ ・・・・・■を満足す
る必要がある。
る必要がある。
０式から、
７ ｎ−１
０式の条件から、
ｎ≧６６．０８
、°、 ｎ≧６７ ・
・ ・ ・００式、０式から 一・ （ｎ−１） ・７＝１９２００ ｎ−１ 又多重化部（８ビツト／シンボル）との同期を取るため
にはメインチャンネルの１フレーム中のビット数は８の
倍数でなければならないので、７ （ｎ−１）ＭｏＤ８
＝Ｏ・・・・・■が成立しなければならない。
・ ・ ・００式、０式から 一・ （ｎ−１） ・７＝１９２００ ｎ−１ 又多重化部（８ビツト／シンボル）との同期を取るため
にはメインチャンネルの１フレーム中のビット数は８の
倍数でなければならないので、７ （ｎ−１）ＭｏＤ８
＝Ｏ・・・・・■が成立しなければならない。
尚ｘＭＯＤｙ＝０式はＸをｙで割った余りがＯであるこ
とを示す式である。
とを示す式である。
フレーム周波数ｆｒｉ（”Ｂ／ｎ）は０式を変形して、
ｎ７（ｎ−１）
■式からｎ≧６７ であるから、
従って帯域の制限からフレーム周期は、４１Ｈｚ以上は
とれない。
とれない。
又■式から、１≦Ｐ≦７ に就いて夫々ｎの最大値を求
めると下記の様になる。
めると下記の様になる。
Ｐ＝１ ｎ≦２５×
２ ｎ≦５０×
３ ｎ≦７５ ０
４ ｎ≦１０００
５ ｎ≦１２５ ０
６ ｎ≦１５０ ０
７ ｎ≦１７５ ０
尚Ｐ ＝ ｌ、２は■式を満足しないので捨てる。
Ｐ＝３〜７に対して０式を満足するｎ ｓ Ｂ ％ ｆ
Ｆ１１％及びＳを求めると第２図となる。
Ｆ１１％及びＳを求めると第２図となる。
第２図で、Ｓ＝７の場合は信号点配置数を減少させない
方式と同じであり、信号点配置数のエンベロープからフ
レームの抽出は出来ない。そこで７ビツト中の１ビツト
をフレームビットとシ、残りの６ビツトでセカンダリチ
ャンネルを構成した場合のビットレートがＳ’ （Ｐ＝
７）である。従って此のビットレートに適切な誤り訂正
符号を付加して１１０ｂｐｓ以上のビットレートを得る
様にすればよい。
方式と同じであり、信号点配置数のエンベロープからフ
レームの抽出は出来ない。そこで７ビツト中の１ビツト
をフレームビットとシ、残りの６ビツトでセカンダリチ
ャンネルを構成した場合のビットレートがＳ’ （Ｐ＝
７）である。従って此のビットレートに適切な誤り訂正
符号を付加して１１０ｂｐｓ以上のビットレートを得る
様にすればよい。
尚信号点配置数の変化を統計的に調べてフレームを抽出
する手法を取るので、Ｐは４以下に抑える必要があり、
従ってｎ＝９７が上限と思う。
する手法を取るので、Ｐは４以下に抑える必要があり、
従ってｎ＝９７が上限と思う。
第３図は本発明に依るセカンダリチャンネル方式の一実
施例を示す図、第３図（ａｌは送信側のブロック図、第
３図（ｂ）は受信側のブロック図である。
施例を示す図、第３図（ａｌは送信側のブロック図、第
３図（ｂ）は受信側のブロック図である。
図中、１．２は夫々バッファ、３は２５６値信号発生器
、４は１６値信号発生器、５は切替器、６はロールオフ
フィルタ、７は変調器、８．９は夫々フィルタ、１０は
受信部、１１はフレーム抽出部、１２は切替器、１３．
１４は夫々バッファ、１５はタイミング回路、１６は発
振器である。
、４は１６値信号発生器、５は切替器、６はロールオフ
フィルタ、７は変調器、８．９は夫々フィルタ、１０は
受信部、１１はフレーム抽出部、１２は切替器、１３．
１４は夫々バッファ、１５はタイミング回路、１６は発
振器である。
送信側に於いては、バッファ１にメインチャンネルの送
信データＭ−ＣＨ−３Ｄを入力し、２５６値信号発生器
３に於いて２５６値信号に変換する。
信データＭ−ＣＨ−３Ｄを入力し、２５６値信号発生器
３に於いて２５６値信号に変換する。
同様にバッファ２にセカンダリチャンネルの送信データ
５−ＣＨ−ＳＤを入力し、１６値信号発生器４に於いて
１６値信号に変換する。
５−ＣＨ−ＳＤを入力し、１６値信号発生器４に於いて
１６値信号に変換する。
切替器５をフレーム同期信号により制御して此等二種類
の信号を、前述した第１図（ａ）に示すパターンに配置
し、ロールオフフィルタ６により不要周波数成分を除去
した後、従来方式と同じく変調器７でキャリアを変調し
、フィルタ８を介して線路に送出する。
の信号を、前述した第１図（ａ）に示すパターンに配置
し、ロールオフフィルタ６により不要周波数成分を除去
した後、従来方式と同じく変調器７でキャリアを変調し
、フィルタ８を介して線路に送出する。
受信側に於いては、従来方式と同じく線路から送られて
来たＴＤＭ方式の信号をフィルタ９で受け、受信部１０
及びフレーム抽出部１１に入力する。
来たＴＤＭ方式の信号をフィルタ９で受け、受信部１０
及びフレーム抽出部１１に入力する。
フレーム抽出部１１は相関検出器で同期信号を抽出し、
其の出力により切替器１２とタイミング回路１５を制御
する。切替器１２はメインチャンネルの受信データをバ
ッファ１３へ、セカンダリチャンネルの受信データをバ
ッファ１４へ夫々出力する。
其の出力により切替器１２とタイミング回路１５を制御
する。切替器１２はメインチャンネルの受信データをバ
ッファ１３へ、セカンダリチャンネルの受信データをバ
ッファ１４へ夫々出力する。
発振器１６は例えば４６０．８ ＫＨｚの高い周波数の
発振器で、其の出力周波数の位相をタイミング回路１５
により制御・分周してバッファ１３、バッファ１４に出
力クロックを供給し、此の出力クロックによりメインチ
ャンネルの受信データ、及びセカンダリチャンネルの受
信データが出力される。尚タイミング回路１５は２４０
０ｔｌｚも供給する。
発振器で、其の出力周波数の位相をタイミング回路１５
により制御・分周してバッファ１３、バッファ１４に出
力クロックを供給し、此の出力クロックによりメインチ
ャンネルの受信データ、及びセカンダリチャンネルの受
信データが出力される。尚タイミング回路１５は２４０
０ｔｌｚも供給する。
以上詳細に説明した様に本発明によれば、（１＋メイン
チャンネルの使用帯域を少し増やすだけでセカンダリチ
ャンネルのデータを送ることが可能となり、 （２）信号点数の減少したシンボルを検出することによ
りフレーム同期信号が得られ、 （３）信号点数の減少したシンボル時にセカンダリチャ
ンネルのデータを送る為セカンダリチャンネルの誤り率
（Ｓ Ｎ、エラーレート等）はメインチャンネルより良
好であり、 （４）減少信号点数シンボルを受信するため基準点が明
瞭となり、ＣＡＰＣＸＡＧＣの引き込みが容易になると
云う大きい効果がある。
チャンネルの使用帯域を少し増やすだけでセカンダリチ
ャンネルのデータを送ることが可能となり、 （２）信号点数の減少したシンボルを検出することによ
りフレーム同期信号が得られ、 （３）信号点数の減少したシンボル時にセカンダリチャ
ンネルのデータを送る為セカンダリチャンネルの誤り率
（Ｓ Ｎ、エラーレート等）はメインチャンネルより良
好であり、 （４）減少信号点数シンボルを受信するため基準点が明
瞭となり、ＣＡＰＣＸＡＧＣの引き込みが容易になると
云う大きい効果がある。
第１図は本発明に依るセカンダリチャンネル方式の原理
図である。 第２図は説明図である。 第３図は本発明に依るセカンダリチャンネル方式の一実
施例を示す図、第３図（ａ）は送信側のブロック図、第
３図（ｂ）は受信側のブロック図である。 第４図は従来のセカンダリチャンネルの説明図である。 図中、Ｍ−ＣＨはメインチャンネル、５−ＣＨはセカン
ダリチャンネル、Ｇはガード帯域、１．２は夫々バッフ
ァ、３は２５６値信号発生器、４は１６値信号発生器、
５は切替器、６はロールオフフィルタ、７は変調器、８
．９は夫々フィルタ、１０は受信部、１１はフレーム抽
出部、１２は切替器、１３．１４は夫々バッファ、１５
はタイミング回路、１６は発振器である。 フし−ム２ （ｂ） ｔ−Ｃ） ２．５−乙爪Ｑ、３ヒ・ソトイ息６／乙（７）争 、４
−ビンＩ−信でテ粋月（二Ｊ−乾ブフシダリ托ｉンシネ
→しづｆヨ守６）〃ヒ理Ｒｈｍロ年 １ 図 Ｃａｐジ 受信使ｊプ”ロツ２の 総月にＸ、るぜ力〉夕′り知〉享ル方Ｉ℃の一美５束？
ンｑ孕 ３ の
図である。 第２図は説明図である。 第３図は本発明に依るセカンダリチャンネル方式の一実
施例を示す図、第３図（ａ）は送信側のブロック図、第
３図（ｂ）は受信側のブロック図である。 第４図は従来のセカンダリチャンネルの説明図である。 図中、Ｍ−ＣＨはメインチャンネル、５−ＣＨはセカン
ダリチャンネル、Ｇはガード帯域、１．２は夫々バッフ
ァ、３は２５６値信号発生器、４は１６値信号発生器、
５は切替器、６はロールオフフィルタ、７は変調器、８
．９は夫々フィルタ、１０は受信部、１１はフレーム抽
出部、１２は切替器、１３．１４は夫々バッファ、１５
はタイミング回路、１６は発振器である。 フし−ム２ （ｂ） ｔ−Ｃ） ２．５−乙爪Ｑ、３ヒ・ソトイ息６／乙（７）争 、４
−ビンＩ−信でテ粋月（二Ｊ−乾ブフシダリ托ｉンシネ
→しづｆヨ守６）〃ヒ理Ｒｈｍロ年 １ 図 Ｃａｐジ 受信使ｊプ”ロツ２の 総月にＸ、るぜ力〉夕′り知〉享ル方Ｉ℃の一美５束？
ンｑ孕 ３ の
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 音声帯域を使用し、時分割方式によりセカンダリチャン
ネルを構成するモデムに於いて、 ボーレート当たりの変調ビット数を減らしたシンボルを
周期的に送出し、 該シンボルをフレーム同期信号として使用し、且つ該シ
ンボルにより該セカンダリチャンネルのデータを送信す
ることを特徴とするセカンダリチャンネル方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4902386A JPS62206949A (ja) | 1986-03-06 | 1986-03-06 | セカンダリチヤンネル方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4902386A JPS62206949A (ja) | 1986-03-06 | 1986-03-06 | セカンダリチヤンネル方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62206949A true JPS62206949A (ja) | 1987-09-11 |
Family
ID=12819515
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4902386A Pending JPS62206949A (ja) | 1986-03-06 | 1986-03-06 | セカンダリチヤンネル方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62206949A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5040962A (ja) * | 1973-08-15 | 1975-04-15 | ||
| JPS56169447A (en) * | 1980-05-30 | 1981-12-26 | Fujitsu Ltd | Frame synchronizing system |
| JPS60189354A (ja) * | 1984-03-09 | 1985-09-26 | Fujitsu Ltd | 通信方式 |
-
1986
- 1986-03-06 JP JP4902386A patent/JPS62206949A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5040962A (ja) * | 1973-08-15 | 1975-04-15 | ||
| JPS56169447A (en) * | 1980-05-30 | 1981-12-26 | Fujitsu Ltd | Frame synchronizing system |
| JPS60189354A (ja) * | 1984-03-09 | 1985-09-26 | Fujitsu Ltd | 通信方式 |
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