JPS6224977B2 - - Google Patents
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- JPS6224977B2 JPS6224977B2 JP52061427A JP6142777A JPS6224977B2 JP S6224977 B2 JPS6224977 B2 JP S6224977B2 JP 52061427 A JP52061427 A JP 52061427A JP 6142777 A JP6142777 A JP 6142777A JP S6224977 B2 JPS6224977 B2 JP S6224977B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はクロツク周期Ｔ秒で互いに同期がとれ
且つ互いにT/2秒の遅延差を有する同相送信信号
および直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリ
アを振幅変調した直交振幅変調信号の受信に際し
復調後ベースバンド信号の符号間干渉と抑圧する
二次元自動等化器に関わり、特に受信側での識別
判定のタイミング位相が如何なる位置にあつても
有効な自動等化を可能にする二次元自動等化器に
関する。
且つ互いにT/2秒の遅延差を有する同相送信信号
および直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリ
アを振幅変調した直交振幅変調信号の受信に際し
復調後ベースバンド信号の符号間干渉と抑圧する
二次元自動等化器に関わり、特に受信側での識別
判定のタイミング位相が如何なる位置にあつても
有効な自動等化を可能にする二次元自動等化器に
関する。
従来、直交振幅変調信号（以下QAM信号と称
す）は周波数も位相も完全に同期のとれた二つの
ベースバンドデイジタル信号即ち同相送信信号と
直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリアを振
幅変調することによつて生成され、このQAM信
号に対する復調後ベースバンド信号の自動等化は
いわゆる複素自動等化器によつて達成されてい
た。
す）は周波数も位相も完全に同期のとれた二つの
ベースバンドデイジタル信号即ち同相送信信号と
直交送信信号で同相キヤリアと直交キヤリアを振
幅変調することによつて生成され、このQAM信
号に対する復調後ベースバンド信号の自動等化は
いわゆる複素自動等化器によつて達成されてい
た。
しかし昭和51年特許願68523号明細書に記載の
直交多重信号の伝送方式においては限られた帯域
を有効に利用して高密度データ伝送を可能にすべ
くキヤリア周波数の異なる複数個のQAM信号が
互いに一定のスペクトラム重りを許容しつつ周波
数多重されるが、受信側にてチヤンネル間干渉を
生じさせないために原理的に各QAM信号の同相
信号と直交送信信号との間にT/2秒の遅延差を持
たせる必要があることが示されている。
直交多重信号の伝送方式においては限られた帯域
を有効に利用して高密度データ伝送を可能にすべ
くキヤリア周波数の異なる複数個のQAM信号が
互いに一定のスペクトラム重りを許容しつつ周波
数多重されるが、受信側にてチヤンネル間干渉を
生じさせないために原理的に各QAM信号の同相
信号と直交送信信号との間にT/2秒の遅延差を持
たせる必要があることが示されている。
このようにT/2秒遅延差を有するQAM信号に
対する復調後ベースバンド信号の自動等化に従来
の複素自動等化器を適用すると原理的に等化不能
となる。即ち複素自動等化器が適用できるために
は一般に復素ベースバンド送信信号から複素ベー
スバンド受信信号に至る伝達関数が複素線形関数
となる必要があるが、上記の如きT/2秒遅延差を
有するQAM信号の伝送系においてはこの条件が
原理的に満足されない。
対する復調後ベースバンド信号の自動等化に従来
の複素自動等化器を適用すると原理的に等化不能
となる。即ち複素自動等化器が適用できるために
は一般に復素ベースバンド送信信号から複素ベー
スバンド受信信号に至る伝達関数が複素線形関数
となる必要があるが、上記の如きT/2秒遅延差を
有するQAM信号の伝送系においてはこの条件が
原理的に満足されない。
本発明の第一の目的は通常の複素自動等化器に
おける上記の欠点を解消し上記の如きT/2秒遅延
差を有するQAM信号に対してもベースバンド自
動等化を可能ならしめる二次元自動等化器を提供
することにある。
おける上記の欠点を解消し上記の如きT/2秒遅延
差を有するQAM信号に対してもベースバンド自
動等化を可能ならしめる二次元自動等化器を提供
することにある。
本発明の第二の目的は、特に受信側での識別判
定タイミング位相が如何なる位置にあつても有効
な自動等化を可能にする二次元自動等化器を提供
することにある。
定タイミング位相が如何なる位置にあつても有効
な自動等化を可能にする二次元自動等化器を提供
することにある。
以下図面を以て本発明の詳細な説明を行う。
第１図は本発明による二次元自動等化器の一般
的な実施例を表わすブロツク図であり、１，２
は、第一の入力端および第二の入力端であり、
３，４は各々該第一の入力端および該第二の入力
端に接続され単位遅延時間がT/2秒である単位遅
延素子がＭ個縦続接続された第一の遅延回路およ
び第二の遅延回路であり、１１は１番目乃至Ｍ番
目の第一のタツプ係数を発生するＭ個の第一のタ
ツプ係数発生回路であり、１２は１番目乃至Ｍ番
目の第二のタツプ係数を発生するＭ個の第二のタ
ツプ係数発生回路であり、５は、前記第一の遅延
回路のｍ番目の出力と前記ｍ番目の第一のタツプ
係数との積を第（2m−１）番目の入力とし前記
第二の遅延回路のｍ番目の出力と前記ｍ番目の第
二のタツプ係数との積を第（2m）番目の入力と
し第１番目乃至第（2M）番目の入力を全て加算
する第一の加算回路であり、６は前記第二の遅延
回路の（ｍ−１）番目の出力と前記ｍ番目の第一
のタツプ係数との積を第（2m−１）番目の入力
とし前記第一の遅延回路の（ｍ−１）番目の出力
と前記ｍ番目の第二のタツプ係数との積をその極
性を反転して第（2m）番目の入力とし第１番目
乃至第（2M）番目の入力を全て加算する第二の
加算回路であり、７は該第一の加算回路の出力を
Ｔ秒毎に識別判定し元信号の推定結果を出力する
第一の判定回路であり、８は該第二の加算回路の
出力をＴ秒毎に識別判定し元信号の推定結果を出
力する第二の判定回路であり、９は前記第一の加
算回路の出力と該第一の判定回路の出力との誤差
を検出する第一の誤差検出回路であり、１０は前
記第二の加算回路の出力と該第二の判定回路の出
力との誤差を検出する第二の誤差検出回路であ
り、１３は前記第一の遅延回路のｍ番目の出力と
該第一の誤差検出回路の出力との相関および前記
第二の遅延回路の（ｍ−１）番目の出力と該第二
の誤差検出回路の出力との相関の和に応じてｍ番
目の第一のタツプ係数制御信号を生成するタツプ
係数制御回路から成る総計Ｍ個の第一のタツプ係
数制御回路であり、１４は前記第二の遅延回路の
ｍ番目の出力の該第一の誤差検出回路の出力との
相関および前記第一の遅延回路の（ｍ−１）番目
の出力と該第二の誤差検出回路の出力との相関の
差に応じてｍ番目の第二のタツプ係数制御信号を
生成するタツプ係数制御回路から成る総計Ｍ個の
第二のタツプ係数制御回路であり、１５，１６は
第一および第二の出力端である。
的な実施例を表わすブロツク図であり、１，２
は、第一の入力端および第二の入力端であり、
３，４は各々該第一の入力端および該第二の入力
端に接続され単位遅延時間がT/2秒である単位遅
延素子がＭ個縦続接続された第一の遅延回路およ
び第二の遅延回路であり、１１は１番目乃至Ｍ番
目の第一のタツプ係数を発生するＭ個の第一のタ
ツプ係数発生回路であり、１２は１番目乃至Ｍ番
目の第二のタツプ係数を発生するＭ個の第二のタ
ツプ係数発生回路であり、５は、前記第一の遅延
回路のｍ番目の出力と前記ｍ番目の第一のタツプ
係数との積を第（2m−１）番目の入力とし前記
第二の遅延回路のｍ番目の出力と前記ｍ番目の第
二のタツプ係数との積を第（2m）番目の入力と
し第１番目乃至第（2M）番目の入力を全て加算
する第一の加算回路であり、６は前記第二の遅延
回路の（ｍ−１）番目の出力と前記ｍ番目の第一
のタツプ係数との積を第（2m−１）番目の入力
とし前記第一の遅延回路の（ｍ−１）番目の出力
と前記ｍ番目の第二のタツプ係数との積をその極
性を反転して第（2m）番目の入力とし第１番目
乃至第（2M）番目の入力を全て加算する第二の
加算回路であり、７は該第一の加算回路の出力を
Ｔ秒毎に識別判定し元信号の推定結果を出力する
第一の判定回路であり、８は該第二の加算回路の
出力をＴ秒毎に識別判定し元信号の推定結果を出
力する第二の判定回路であり、９は前記第一の加
算回路の出力と該第一の判定回路の出力との誤差
を検出する第一の誤差検出回路であり、１０は前
記第二の加算回路の出力と該第二の判定回路の出
力との誤差を検出する第二の誤差検出回路であ
り、１３は前記第一の遅延回路のｍ番目の出力と
該第一の誤差検出回路の出力との相関および前記
第二の遅延回路の（ｍ−１）番目の出力と該第二
の誤差検出回路の出力との相関の和に応じてｍ番
目の第一のタツプ係数制御信号を生成するタツプ
係数制御回路から成る総計Ｍ個の第一のタツプ係
数制御回路であり、１４は前記第二の遅延回路の
ｍ番目の出力の該第一の誤差検出回路の出力との
相関および前記第一の遅延回路の（ｍ−１）番目
の出力と該第二の誤差検出回路の出力との相関の
差に応じてｍ番目の第二のタツプ係数制御信号を
生成するタツプ係数制御回路から成る総計Ｍ個の
第二のタツプ係数制御回路であり、１５，１６は
第一および第二の出力端である。
また第２図は本発明による二次元自動等化器の
具体的な一実施例を表わすブロツク図であり、２
１，２２は第一及び第二の入力端、２３〜２８は
全て単位遅延時間T/2秒の遅延素子、２９〜４０
は全て乗算器（但し３１，３５，３９の乗算器は
乗算結果の極性を反転するものとする）、４１，
４２は第一および第二の加算回路、４３，４４は
第一および第二の判定回路、４５は該第一の加算
回路出力から該第一の判定回路出力を差引く減算
回路、４４は該第二の加算回路出力から該第二の
判定回路出力を差引く減算回路、４７，４８，４
９は第一のタツプ係数発生回路、５０，５１，５
２は第二のタツプ係数発生回路、５３〜５６，５
９〜６２，６５〜６８は全て乗算器（但し５５，
６１，６７の乗算器は乗算結果の極性を反転する
ものとする）、５７，５８，６３，６４，６９，
７０は全て加算器、７１，７２は第一および第二
の出力端である。
具体的な一実施例を表わすブロツク図であり、２
１，２２は第一及び第二の入力端、２３〜２８は
全て単位遅延時間T/2秒の遅延素子、２９〜４０
は全て乗算器（但し３１，３５，３９の乗算器は
乗算結果の極性を反転するものとする）、４１，
４２は第一および第二の加算回路、４３，４４は
第一および第二の判定回路、４５は該第一の加算
回路出力から該第一の判定回路出力を差引く減算
回路、４４は該第二の加算回路出力から該第二の
判定回路出力を差引く減算回路、４７，４８，４
９は第一のタツプ係数発生回路、５０，５１，５
２は第二のタツプ係数発生回路、５３〜５６，５
９〜６２，６５〜６８は全て乗算器（但し５５，
６１，６７の乗算器は乗算結果の極性を反転する
ものとする）、５７，５８，６３，６４，６９，
７０は全て加算器、７１，７２は第一および第二
の出力端である。
本発明による二次元自動等化器の原理を第２図
の具体的一実施例に添つて説明する。ここで本発
明による二次元自動等化器が対象とするT/2秒遅
延差を有するQAM信号の伝送系ブロツク図は第
３図の如く表わされる。即ち、第３図において、
８１，８２は入力端、８３はT/2秒遅延を与える
遅延回路、８４，８５は互いに周波数特性の等し
い送信側ベースバンドフイルタ、８６，８７は変
調器、８８は８６，８７二変調器で得られる出力
を加算する加算回路、８９は伝送路、９０，９１
は復調器、９２，９３は互いに周波数特性の等し
い受信側ベースバンドフイルタ、９４，９５は出
力端である。いま第３図において変調器８６，８
７では変調用キヤリアとして各々同相キヤリア
coswct（但しｗcはキヤリア角周波数）および直
交キヤリアsinwctが用いられ、復調器９０，９１
ではこれに対応して各々同相キヤリアcoswctお
よび直交キヤリアsinwctが用いられるものとし、
入力端８１から出力端９４に至るインパルス応答
をｐ（ｔ）とし、入力端８１から出力端９５に至
るインパルス応答をｑ（ｔ）とすれば、入力端８
２から出力端９４に至るインパルス応答はｑ（ｔ
−Ｔ／２）となり、入力端８２から出力端９５に至る インパルス応答ｐ（ｔ−Ｔ／２）と表わされる。従つ て入力端８１，８２に各々クロツク周期Ｔ秒で互
いに同期のとれたデータ系列｛ａK｝および｛ｂ
K｝が入力されたとすると出力端９４，９５に現
われる同相信号ｘ（ｔ）および直交信号ｙ（ｔ）
は各々次の如く表わされる。
の具体的一実施例に添つて説明する。ここで本発
明による二次元自動等化器が対象とするT/2秒遅
延差を有するQAM信号の伝送系ブロツク図は第
３図の如く表わされる。即ち、第３図において、
８１，８２は入力端、８３はT/2秒遅延を与える
遅延回路、８４，８５は互いに周波数特性の等し
い送信側ベースバンドフイルタ、８６，８７は変
調器、８８は８６，８７二変調器で得られる出力
を加算する加算回路、８９は伝送路、９０，９１
は復調器、９２，９３は互いに周波数特性の等し
い受信側ベースバンドフイルタ、９４，９５は出
力端である。いま第３図において変調器８６，８
７では変調用キヤリアとして各々同相キヤリア
coswct（但しｗcはキヤリア角周波数）および直
交キヤリアsinwctが用いられ、復調器９０，９１
ではこれに対応して各々同相キヤリアcoswctお
よび直交キヤリアsinwctが用いられるものとし、
入力端８１から出力端９４に至るインパルス応答
をｐ（ｔ）とし、入力端８１から出力端９５に至
るインパルス応答をｑ（ｔ）とすれば、入力端８
２から出力端９４に至るインパルス応答はｑ（ｔ
−Ｔ／２）となり、入力端８２から出力端９５に至る インパルス応答ｐ（ｔ−Ｔ／２）と表わされる。従つ て入力端８１，８２に各々クロツク周期Ｔ秒で互
いに同期のとれたデータ系列｛ａK｝および｛ｂ
K｝が入力されたとすると出力端９４，９５に現
われる同相信号ｘ（ｔ）および直交信号ｙ（ｔ）
は各々次の如く表わされる。
さて、、式で与えられる同相信号および直交
信号が各々第２図の第一の入力端２１および第２
の入力端２２に入力されるものとし、第一のタツ
プ係数発生回路４７，４８，４９の出力を各々Ｃ
1、-1，Ｃ1、0，Ｃ1、1とし第二のタツプ係数発生
回路５０，５１，５２の出力を各々Ｃ2、-1，Ｃ
2、0，Ｃ2、1とすれば第２図の第一の加算回路４
１の出力α（ｔ）および第二の加算回路４２の出
力β（ｔ）は次式で表わされる。
信号が各々第２図の第一の入力端２１および第２
の入力端２２に入力されるものとし、第一のタツ
プ係数発生回路４７，４８，４９の出力を各々Ｃ
1、-1，Ｃ1、0，Ｃ1、1とし第二のタツプ係数発生
回路５０，５１，５２の出力を各々Ｃ2、-1，Ｃ
2、0，Ｃ2、1とすれば第２図の第一の加算回路４
１の出力α（ｔ）および第二の加算回路４２の出
力β（ｔ）は次式で表わされる。
ｔ＝KTにおけるα（ｔ），β（ｔ）の値即ちα
（KT），β（KT）を簡単のため各々αK，βKな
どを表わし第一の判定回路４３の判定結果を＾ａ
Ｋ、第二の判定回路４４の判定結果を＾ｂＫと表わ
せば、二乗平均誤差ｅ2 Kは、（ここで−は・の平
均を表わす）次式となる。
（KT），β（KT）を簡単のため各々αK，βKな
どを表わし第一の判定回路４３の判定結果を＾ａ
Ｋ、第二の判定回路４４の判定結果を＾ｂＫと表わ
せば、二乗平均誤差ｅ2 Kは、（ここで−は・の平
均を表わす）次式となる。
２ Ｋ＝１／２｛αK−＾ａＫ）２＋（βK−＾ｂＫ）
２｝… … いま、判定結果＾ａＫ，＾ｂＫが各々データａK，
ｂKにほぼ等しいとし、更に｛ａK｝と｛ｂK｝と
が無相関で且つ各々のデータ系列が分散１の独立
生起過程であるとすれば〜式を用いて、 ２ Ｋ＝Ｔ〓Φ〓−２T〓〓＋１ …… と表わされる。ここで、〓はタツプベクトル、〓
は応答ベクトル、φは相関行列であり、各々次の
ように定義される。（Ｔ〓はベクトル〓の転置を
表わす） 但し、Φ11はｐ（ｔ）に関する自己相関行列
（３行×３列）、Φ′11はｐ（ｔ−Ｔ／２）に関する自 己相関行列、Φ22はｑ（ｔ）に関する自己相関行
列φ′22はｑ（ｔ−Ｔ／２）に関する自己相関行列、 Φ12はｐ（ｔ）とｑ（ｔ）との相互相関行列、
Φ′12はｐ（ｔ−Ｔ／２）とｑ（ｔ−Ｔ／２）との相互
相関 行列、Φ′21はｑ（ｔ）とｐ（ｔ）との相互相関
行列、Φ′21はｑ（ｔ−Ｔ／２）とｐ（ｔ−Ｔ／２）と
の相 互相関行列である。φは相関行列の性質により正
値対称行列であるから式で表わされる２乗平均
誤差2 KはタツプベクトルＣに関し凸関数とな
り、通常のグラデイエント法で最適タツプペクト
ルに到達する事がわかる。第２図の加算器５７，
５８の出力は各々二乗誤差のｃ2、-1，ｃ1、-1に
関する偏微係数に等しいから、タツプ係数ｃ2、-
1，ｃ1、-1はこの偏微係数を零に近づける可く制
御されることになり、上記の如く最適タツプベク
トルに到達し得ることがわかる。
２｝… … いま、判定結果＾ａＫ，＾ｂＫが各々データａK，
ｂKにほぼ等しいとし、更に｛ａK｝と｛ｂK｝と
が無相関で且つ各々のデータ系列が分散１の独立
生起過程であるとすれば〜式を用いて、 ２ Ｋ＝Ｔ〓Φ〓−２T〓〓＋１ …… と表わされる。ここで、〓はタツプベクトル、〓
は応答ベクトル、φは相関行列であり、各々次の
ように定義される。（Ｔ〓はベクトル〓の転置を
表わす） 但し、Φ11はｐ（ｔ）に関する自己相関行列
（３行×３列）、Φ′11はｐ（ｔ−Ｔ／２）に関する自 己相関行列、Φ22はｑ（ｔ）に関する自己相関行
列φ′22はｑ（ｔ−Ｔ／２）に関する自己相関行列、 Φ12はｐ（ｔ）とｑ（ｔ）との相互相関行列、
Φ′12はｐ（ｔ−Ｔ／２）とｑ（ｔ−Ｔ／２）との相互
相関 行列、Φ′21はｑ（ｔ）とｐ（ｔ）との相互相関
行列、Φ′21はｑ（ｔ−Ｔ／２）とｐ（ｔ−Ｔ／２）と
の相 互相関行列である。φは相関行列の性質により正
値対称行列であるから式で表わされる２乗平均
誤差2 KはタツプベクトルＣに関し凸関数とな
り、通常のグラデイエント法で最適タツプペクト
ルに到達する事がわかる。第２図の加算器５７，
５８の出力は各々二乗誤差のｃ2、-1，ｃ1、-1に
関する偏微係数に等しいから、タツプ係数ｃ2、-
1，ｃ1、-1はこの偏微係数を零に近づける可く制
御されることになり、上記の如く最適タツプベク
トルに到達し得ることがわかる。
従つて本発明によれば、T/2秒遅延差を有する
QAM信号に対してベースバンド自動等化を可能
ならしめる二次元自動等化器が得られることがわ
かる。
QAM信号に対してベースバンド自動等化を可能
ならしめる二次元自動等化器が得られることがわ
かる。
更に、一般にナイスキスト帯域の２倍の帯域で
等化を行う自動等化器がタイミング位相ずれを吸
収する能力を有することは良く知られているが、
本発明になる二次元自動等化器においても単位遅
延素子が全てT/2秒であるため、この条件が満足
され、識別判定のタイミング位相が如何なる位置
にあつても有効な自動等化が行われる。
等化を行う自動等化器がタイミング位相ずれを吸
収する能力を有することは良く知られているが、
本発明になる二次元自動等化器においても単位遅
延素子が全てT/2秒であるため、この条件が満足
され、識別判定のタイミング位相が如何なる位置
にあつても有効な自動等化が行われる。
なお上記の説明では同相信号および直交信号が
各々第２図の第一の入力端２１および第２の入力
端２２に入力されるとしたが、前記同相送信信号
と直交送信信号とのT/2秒遅延差関係が逆転して
いる場合は、第２図の第一の入力端に直交信号
を、第二の入力端に同相信号を相補的に入力すれ
ばよいことは明らかである。
各々第２図の第一の入力端２１および第２の入力
端２２に入力されるとしたが、前記同相送信信号
と直交送信信号とのT/2秒遅延差関係が逆転して
いる場合は、第２図の第一の入力端に直交信号
を、第二の入力端に同相信号を相補的に入力すれ
ばよいことは明らかである。
第１図は本発明による二次元自動等化器の一般
的な実施例を表わすブロツク図、第２図は本発明
による二次元自動等化器の具体的な一実施例を表
わすブロツク図、第３図はT/2秒遅延差を有する
QAM信号の伝送系ブロツク図である。 図において、１，２は第一および第二の入力
端、３，４は各々第一および第二の遅延回路、
５，６は第一および第二の加算回路、７，８は第
一および第二の判定回路、９，１０は第一および
第二の誤差検出回路、１１，１２は第一および第
二のタツプ係数発生回路、１３，１４は第一およ
び第二のタツプ係数制御回路、２３〜２８は単位
遅延時間T/2秒の遅延素子、２９〜４０，５３〜
５６，５９〜６２，６５〜６８は全て二入力の乗
算を行う乗算器、５７，５８，６３，６４，６
９，７０は全て二入力の加算を行う加算器、４
１，４２は多入力加算を行う加算回路、４３，４
４は判定回路、４５，４６は減算回路、４７〜４
９，５０〜５２はタツプ係数発生回路、８３は
T/2秒遅延差を与える遅延回路、８４，８５は送
信側ベースバンドフイルタ、８６，８７は変調
器、８９は伝送路、９０，９１は復調器、９２，
９３は受信側ベースバンドフイルタである。
的な実施例を表わすブロツク図、第２図は本発明
による二次元自動等化器の具体的な一実施例を表
わすブロツク図、第３図はT/2秒遅延差を有する
QAM信号の伝送系ブロツク図である。 図において、１，２は第一および第二の入力
端、３，４は各々第一および第二の遅延回路、
５，６は第一および第二の加算回路、７，８は第
一および第二の判定回路、９，１０は第一および
第二の誤差検出回路、１１，１２は第一および第
二のタツプ係数発生回路、１３，１４は第一およ
び第二のタツプ係数制御回路、２３〜２８は単位
遅延時間T/2秒の遅延素子、２９〜４０，５３〜
５６，５９〜６２，６５〜６８は全て二入力の乗
算を行う乗算器、５７，５８，６３，６４，６
９，７０は全て二入力の加算を行う加算器、４
１，４２は多入力加算を行う加算回路、４３，４
４は判定回路、４５，４６は減算回路、４７〜４
９，５０〜５２はタツプ係数発生回路、８３は
T/2秒遅延差を与える遅延回路、８４，８５は送
信側ベースバンドフイルタ、８６，８７は変調
器、８９は伝送路、９０，９１は復調器、９２，
９３は受信側ベースバンドフイルタである。
Claims (1)
- １ クロツク周期Ｔ秒の同相送信信号および直交
送信信号間にT/2秒遅延差を有する直交振幅変調
信号の受信に際し、復調して得られるベースバン
ド同相信号およびベースバンド直交信号の符号間
干渉および同相、直交間チヤネル間干渉を補償す
る二次元自動等化器において、前記T/2秒遅延差
の遅延関係に応じて該ベースバンド同相信号又は
該ベースバンド直交信号が入力される第一の入力
端と、該第一の入力端に印加される信号に相補的
に対応して該ベースバンド直交信号又は該ベース
バンド同相信号が入力される第二の入力端と、該
第一の入力端に接続され単位遅延時間がT/2秒で
ある単位遅延素子がＭ個従続接続された第一の遅
延回路と、前記第二の入力端に接続された該単位
遅延素子がＭ個継続接続された第二の遅延回路
と、１番目乃至Ｍ番目の第一のタツプ係数を発生
するＭ個の第一のタツプ係数発生回路と、１番目
乃至Ｍ番目の第二のタツプ係数を発生するＭ個の
第二のタツプ係数発生回路と、前記第一の遅延回
路のｍ番目の出力（入力側からｍ番目の単位遅延
素子の出力）と前記ｍ番目の第一のタツプ係数と
の積を第（2m−１）番目の入力とし前記第二の
遅延回路のｍ番目の出力と前記ｍ番目の第二のタ
ツプ係数との積を第（2m）番目の入力とし第１
番目乃至第（2M）番目の入力を全て加算する第
一の加算回路と、前記第二の遅延回路の（ｍ−
１）番目の出力と前記ｍ番目の第一のタツプ係数
との積を第（2m−１）番目の入力とし前記第一
の遅延回路の（ｍ−１）番目の出力と前記ｍ番目
の第二のタツプ係数との積をその極性を反転して
第（2m）番目の入力とし第１番目乃至第（2M）
番目の入力を全て加算する第二の加算回路と、該
第一の加算回路の出力をＴ秒毎に識別判定し元信
号の推定結果を出力する第一の判定回路と、該第
二の加算回路の出力をＴ秒毎に識別判定し元信号
の推定結果を出力する第二の判定回路と、前記第
一の加算回路の出力と該第一の判定回路の出力と
の誤差を検出する第一の誤差検出回路と、前記第
二の加算回路の出力と該第二の判定回路の出力と
の誤差を検出する第二の誤差検出回路と、前記第
一の遅延回路のｍ番目の出力と該第一の誤差検出
回路の出力との相関および前記第二の遅延回路の
（ｍ−１）番目の出力と該第二の誤差検出回路の
出力との相関の和に応じてｍ番目の第一のタツプ
係数制御信号を生成するタツプ係数制御回路から
成る総計Ｍ個の第一のタツプ係数制御回路と、前
記第二の遅延回路のｍ番目の出力と該第一の誤差
検出回路出力との相関および前記第一の遅延回路
の（ｍ−１）番目の出力と該第二の誤差検出回路
の出力との相関の差に応じてｍ番目の第二のタツ
プ係数制御信号を生成するタツプ係数制御回路か
ら成る総計Ｍ個の第二のタツプ係数制御回路とか
らのタツプ係数制御信号および該ｍ番目の第二の
タツプ係数制御信号で制御することによつて適応
的に各ベースバンド信号を等化したことを特徴と
する二次元自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6142777A JPS53145510A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6142777A JPS53145510A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53145510A JPS53145510A (en) | 1978-12-18 |
| JPS6224977B2 true JPS6224977B2 (ja) | 1987-06-01 |
Family
ID=13170751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6142777A Granted JPS53145510A (en) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | 2-dimensional automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS53145510A (ja) |
-
1977
- 1977-05-25 JP JP6142777A patent/JPS53145510A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53145510A (en) | 1978-12-18 |
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