JPS6225896A - ステツピングモ−タの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はステッピングモータの駆動装置に関し、さらに
評言すれば、積分回路等の飽和波形発生手段からの電圧
と通電中のステッピングモータのコイルの電流に対応し
た電圧との差を検出して、次のステップに駆動をするよ
うにしたステッピングモータの駆動装置に関する。

〔従来技術〕

ステッピングモータの駆動装置としては、オープン制御
タイプのものと、クローズド制御タイプのものとがある
。前者はモータを回転させるためのパルス信号を、該モ
ータに入力するのみでモータが入力されたパルス信号の
数だけ回転したか否かを判別しないものであり、また後
者は入力されたパルス信号によって回転するモータの回
転状態を検出し、この検出出力をフィードバックして正
確なる回転数を得るものである。　そして本発明は前記
クローズド制御タイプのものであるが、このタイプのフ
ィードバック方法として、例えば、モータ巻線内に誘導
される逆起電力をリカバーし、この逆起電力をフィード
バックする方法がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、前記したモータ巻線内に誘導される逆起電力
をフィードバックする方法としては、モータの励磁され
ていない巻線に発生する電圧を検出するものであるから
、任意の巻線を励磁状態から非励磁状態に切り換えた時
（ステッピングモータのドライバーをオンからオフへ切
り換えた時）、ドライバーのコレクタにはスパイク電圧
が作用する。そのために、逆起電力を検出する演算増幅
器としては高入力耐圧のものが必要になる。また、前記
スパイク電圧を吸収するためにダイオードを接続する方
法が考えられるが、この場合スパイク電圧の吸収を過度
に行うとドライバをオフにした時電流の切れが悪くなり
、モータのドライブに悪影響を及ぼすという欠点が存し
た。

〔発明の目的〕

本発明は前述の欠点を是正せんとするもので、ステッピ
ングモータにおける通電中の励磁相の電流波形の特徴に
着目し、この電流波形から励磁相の起電力を得て、回転
子の位置検出を行い入力信号に対する確実なる回転数を
得ることができるステッピングモータの駆動装置を提供
することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次
検出し、この検出電圧とステッピングモータ駆動電源よ
り第１図（Ｃ）に示す如く抵抗ＲとコンデンサＣからな
る積分回路の端子電圧との差を検出して、該差の電圧（
起電力ＥＭＦ）が所定レベルに達したときステッピング
モータを１ステツプ駆動することを特徴とする。

つぎに本発明の原理について説明する。

ステッピングモータが回転している場合に励磁相コイル
に流れる電流波形は第１図（ａ）に示す如き波形であり
、ステッピングモータのロータ軸を固定した場合に励磁
相コイルに流れる電流波形は第１図（ｂ）に示す如（で
ある。上記第１図（ａ）の波形は起電力ＥＭＦが重畳さ
れている。

第１図（ｄ）に示すのは、ステッピングモータ駆動電源
にて、充電した時における上記積分回路の端子電圧波形
であり、第１図（ｂ）に示す電流波形に一致させること
ができる。すなわち、積分回路のコンデンサＣと抵抗Ｒ
とを調整してステッピングモータの時定数に一致させる
ことができるので、第１図ｆｂ）に代って第１図ｆｄ）
で代替することができる。

一方策１図（ｂｌに示す電流波形と第１図（ａ）の電流
波形との差は第１図ｔｅｌに示す如くになり、すなわち
、これが起電力ＥＭＦであって、この波形は回転子の位
置を示している。すなわち、９０度間隔に配置された４
つのコイルに対し第１図（ｅ）における波形の最大値は
回転子が９０度回転した位置にあることを示す。

そこで本発明は、第１図（ｅｌの波形に示す電圧を所定
スレショールドレベルと比較し、その比較出力により回
転子の進み角を検出すると共に次のステップへ駆動させ
るというように、１ステツプ毎に回転子の位置を検出し
ながら確実な回転数を得、かつ、スレショールドレベル
を可変することによりステッピングモータの回転速度を
制御せんとするものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明を実施例により説明する。

第２図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。本発明の一実施例においては４相ステツピングモー
タを２相励磁で駆動する場合を例に説明する。

図において、φ重〜φ４はステッピングモータのｌ相〜
４相のコイル、７ｒ、〜Ｔｒ、はステッピングモータの
１相〜４相の駆動用トランジスタ、Ｒ，−Ｒ４は前記１
相〜４相の各コイルに流れる電流を検出し、これに対応
する電圧を検出する電圧測定用抵抗にして、前記コイル
φ、〜φ４の抵抗値に対して充分小さい値とする。ＯＰ
、〜ＯＰ４は前記電圧測定用抵抗Ｒ３〜Ｒ４に発生した
電圧を増幅する非反転増幅器、Ｒｓ　”−Ｒａは非反転
増幅器ＯＰ、〜ＯＰ　ａの入力抵抗、Ｒ１〜Ｒ，□は非
反転増幅器ＯＰ、〜ｏｐ、の測定用抵抗、Ｒｌ　３〜Ｒ
いは非反転増幅器ｏｐ、〜ｏｐ、のオフセット調整用入
力抵抗、Ｒ１？〜Ｒ２゜は非反転増幅器０ＰＩ−ＯＰ４
のオフセット調整用抵抗にして、これらの抵抗Ｒ１１〜
Ｒ７゜は非反転増幅器ｏｐ、〜ＯＰ４の出力（ａ）〜（
ｄｌに出力されるオフセットを調整するために接続した
ものであって出力オフセットが小さい場合は不要である
。Ｒｆ、〜Ｒｆ４は非反転増幅器ＯＰ、〜ＯＰ　４のゲ
イン調整用帰還抵抗である。

ＳＬは前記非反転増幅器ｏｐ、〜ＯＰ　４の出力（ａｌ
〜＋ｄｉが接続されると共に選択信号印加端子Ａ。

Ｂ、Ｃに印加された選択信号によって非反転増幅器ｏｐ
、〜ＯＰ　４の出力電圧を選択するアナログデータセレ
クタである。

一方、Ｒ，Ｃは積分回路を構成する抵抗とコンデンサに
して、抵抗Ｒを可変することにより時定数を変化させ、
ステンピングモータの時定数に合わせる。なお、前記積
分回路に変えてウェーブフオームジェネレータ等を利用
することができ、要は飽和波形が発生できれば良い。Ｔ
ｒｓは後述するマイクロコンピータＭＣよりのトリガー
（１でオンして、前記積分回路のコンデンサＣの電荷を
放電するトランジスタ、Ｒｏは積分回路の出力分圧用抵
抗器、ｏｐ、は積分回路よりの出力とアナログデータセ
レクタＳＬからの出力とを比較して−その差を検出する
演算増幅器からなる差動増幅器−Ｒ２□は差動増幅器○
Ｐ、の入力抵抗、Ｒ２，〜Ｒ２４は分圧抵抗、Ｒ２Ｓは
差動増幅器ＯＰ、の帰還抵抗である。

ＭＣはワンチップマイクロコンピュータでアリ、本質的
に中央演算装置、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入出力ポートを備え
ており、ＲＯＭには予めプログラムが記憶させてあり、
入力ポートを介して少なくともステンピングモータの回
転方向信号ｄｉおよび停止までのステップ数信号ｓｉの
外かに、コンパレータＯＰ　＆の出力Ｃ０が入力されて
いる。そして、該マイクロコンピュータＭＣは入力ポー
トから供給された信号にもとづいて、ＲＯＭに記憶させ
たプログラムにしたがった処理、演算、比較を行なって
、その結果にしたがって出力ポートを介して端子ＰＩｓ
Ｐ！から相励磁データを、端子Ｐ１〜Ｐ、からアナログ
セレクタＳＬの選択データを、端子Ｐ４からトランジス
タＴｒ５のオン・オフを制御するトリガ信号を、端子Ｐ
、〜Ｐ、からデジタル−アナログ変換器ＤＡＣのデジタ
ルスレショールドレベルデータを夫々出力する。

ＤＡＣは前記マイクロコンピュータＭＣよりのデジタル
スレッショールドレベルデータが入力される端子Ｃ２〜
Ｃ４を有するデジタル−アナログ変換器、ＯＰ　ｂはデ
ジタ２レーアナログ変換器ＤＡｄから出力されたスレシ
ョールドレベル電圧と、差動増幅器ＯＰＳの出力とを比
較するコンパレータである。

Ｒｚ　ｂ　ハ前記コンパレータＯＰ６がオープンコレク
タであるために接続されたプルアンプ抵抗、Ｂ３．Ｂ２
は前記マイクロコンピュータＭＣの出力に接続されたバ
ーク、Ｉｒ　　、Ｉｔは同じくマイクロコンピュータＭ
Ｃの出力に接続されたインバータ、Ｖｍはステンピング
モータ駆動電源である。

なお、前記バークＢ＋　　、ＢｚおよびインバータＩ、
、Ｉ、はマイクロコンピュータＭＣの出力ポートを減ら
すために設けたものであり、Ｐｈａｓｅ出力は各別マイ
クロコンピュータＭＣに設けても良い。

次に、前記したブロック図の動作をマイクロコンピュー
タＭＣのＲＯＭに記憶させであるプログラムに従って説
明する。

プログラムを開始させて、まず停止ま、でに到るステッ
プ数信号ｓｉを入力しくステップ１００）、ついで回転
方向信号ｄｉを入力する（ステップ１０１）。これらの
信号ｓｉ、ｄｉはデジタル形態で与えられることは勿論
であり、ＲＡＭの所定エリアに記憶される。

ステップ１０１に続いてスタートの１相にのみ対応する
出力、例えばコイルφ３を最初の励磁相とすれば、端子
Ｐ１を低電位とする出力を発生する（ステップ１０２）
。ステップ１０２に続いて励磁相および選択信号を出力
する。すなわち端子Ｐ、〜Ｐ、から出力を発生する（ス
テップ１０３）。端子Ｐ、−Ｐ、からの出力によりコイ
ルφ１〜φ４の２相が励磁され、非反転演算増幅器ＯＰ
１〜ＯＰ４の内の１つの出力が選択されることになる。

いま仮にステンピングモータを時計方向に回転駆動する
ときは端子Ｐ３には低電位出力が出力され、また反時計
方向に回転駆動するときは端子Ｐ３には高電位出力が出
力される。

いまステッピングモータを駆動中の時刻ｔ、〜ｔ４にお
けるマイクロコンピュータＭＣの端子Ｐ２〜Ｐ３の出力
は第１表、第２表に示す如くになる。

第１表　正回転プロセッサ出力　１ 第２表　逆回転プロセッサ出力　２ 第１表は時計方向回転の場合の例を各相コイルφ１〜φ
４の励磁状態をも含めて示しており、第２表は反時計方
向回転の場合の例を各相コイルφ、〜φ４の励磁状態を
も含めて示している。なお、（ｔｘ　　　ｔ＋）ｐ　　
（ｔｓ　　　ｔｚ）　　、（ｔ４　　ｔ３）、（ｔ＋　
　　ｔａ）　　、・・・、の各期間は後述するスレショ
ールドレベルデータにより定まる。また端子Ｐ、〜Ｐ３
の出力によりアナログデータセレクタＳＬは、第３表に
示す如くに非反転増幅器ＯＰ。

、・・・またはＯＰ　ａの出力が選択のうえ出力される
。

第３表　データセレクタ結線 第３表において上欄は時計方向回転駆動の場合を、下欄
は反時計方向回転駆動の場合を示しており、選択される
非反転増幅器ｏｐ、、・・・またはＯ２０の出力は励磁
相の１つである。

ステップ１０２〜１０３の各相コイルφ、〜φ４の励磁
状態を示せば第３図＋ａ）〜（ｄ）に示す如き状態であ
る。またステップ１０３によりセレクトされたアナログ
データセレクタＳＬの出力は第３図＋ｅ）に示す如くで
ある。なお、時刻ｔ、〜ｔ４は第１表に対応しており、
ｔ２が起動時点を示しており第３相のコイルφ３がステ
ップ１０２においてスタート時の決められた１組である
ことを示している。

そして、端子Ｐ、が低電位になると、インバータ■、を
介してトランジスタＴｒ３のベースに電流が流れ、該ト
ランジスタ’ｌ’ｒ３はオンする。これにより、コイル
φ３に通電が行われ電圧測定用抵抗Ｒ３の両端に電圧が
発生する。この電圧を非反転増幅器ＯＰ　３で増幅し、
アナログデータセレクタＳＬに入力する。また、マイク
ロコンピュータＭＣのセレクト端子ＰＩ−Ｐ３の何れか
より選択信号が入力されるので、アナログデータセレク
タＳＬからは選択信号によって選択された信号、すなわ
ち、非反転増幅器ｏｐ３よりの電圧が出力される。

一方、マイクロコンピュータＭＣよりトリガー信号が出
力されてトランジスタ７’ｒ５がオン状態となり、積分
回路のコンデンサＣに充電されていた電荷は瞬時に放電
され、前記トランジスタＴｒ、のオフと同時にコンデン
サＣに充電が開始される。この充電電圧は可変抵抗Ｒ０
を介して差動増幅器ＯＰ　ｓの一端に印加される。また
、差動増幅器ＯＰ、の他端にはアナログデータセレクタ
ＳＬからの出力が印加されているので、該差動増幅器Ｏ
Ｐ５の出力からは、アナログデータセレクタＳＬからの
アナログ信号第３図（ｅ）から可変抵抗Ｒ０からの出力
（幻を減算したものが送出される。すなわち、この出力
が第３図（ｈ）に示す。この出力は第１図（ｅ）に示し
た波形が連続して続いたものであり、この波形（起電力
ＥＭＦ）がわかれば前記した発明の詳細な説明した如く
ロータの位置を知ることができる。。

ステップ１０３に続いてスレショールドレベルデータが
端子Ｐ５〜Ｐ６から出力される（ステップ１０４）。こ
の出力はデジタル−アナログ変換器ＤＡＣにおいてアナ
ログ変換され、このアナログ変換された電圧はコンパレ
ータＯＰ　ｂに印加される。そこでコンパレータＯＰ　
ｂにおいて、差動増幅器ＯＰＳの出力がデジタル−アナ
ログ変換器ＤＡＣよりの出力でスレショールドされ、そ
のスレショールドされた出力がコンパレータＯＰ、から
第３図（１１に示す如＜Ｃｏとして出力される（ステッ
プ１０６）。このコンパレータＯＰ６よりの出力Ｃｏの
値は、回転子の進み角である回転子位置を示す。

そして、この出力ＣＯはマイクロコンピュータＭＣの端
子Ｐ、に入力され、該マイクロコンピュータＭＣの端子
Ｐ２からローレベルの出力が送出され、インバータ１．
で反転された後にトランジスタＴｒａのベースに供給さ
れ、該トランジスタＴｒ、はオン状態となる。これによ
り、ステ・ノピングモータのコイルφ４に通電され回転
子は次のステップに進むことになるが、ここでコイルφ
４に流れる電流は電圧測定用抵抗Ｒ４にて検出され非反
転増幅器ＯＰ　ａで増幅され、アナログデータセレクタ
ＳＬを介して出力される。一方、マイクロコンピュータ
ＭＣの端子Ｐ４からトリガー信号が出力され（ステップ
１０７）、前記したと同様に積分回路のコンデンサＣの
充電電圧が可変抵抗Ｒ０を介して出力され、この出力か
ら前記アナログデータセレクタＳＬよりの出力が差動増
幅器ＯＰ５で減算される。

ここでデジタル−アナログ変換器ＤＡＣよりの出力であ
るスレショールドレベルを変えることにより回転子の進
み角を変えることができるので、ステッピングモータの
コイルからコイルへのＡＮ間隔を変えることができる。

従って、回転子の進み角が小さい状態において、次のコ
イルへの通電を開始すると回転子は遅く回転し、また、
進み角が大きい状態において、コイルへの通電を開始す
ると回転子は早く回転することになる。すなわち１、デ
ジタル−アナログ変換器ＤＡＣよりのスレショールドレ
ベルを変えることにより、ステッピングモータの速度を
可変することができるものである。

ステップ１０７に続いてステップ１００にて人力されて
記憶しているステッピングモータのステップ数から“−
１”され（ステップ１０８）、続いてＲＡＭに記憶して
いるステップ数“０″か否かがチェックされる（ステッ
プ１０９）。この結果、ステップ数が”０”のときは予
めステップ１００にて入力されたステップ数、ステッピ
ングモータが回転駆動された状態であり、ステッピング
モータの回転駆動は停止され、ステップ１０９において
ステップ数が０″でないときはステ、プ数が１０１にな
るまでステップ１０９に続いてステップ１０３が実行さ
れ、再びステップ駆動されることになる。

なお、デジタル−アナログ変換器ＤＡＣに代って、電源
電圧を分圧したポテンショメータＶＲ（第２図仮想線）
の出力を用いてもよい。この場合、ポテンショメータに
よる電源電圧の分圧比を手動により設定してもよく、ま
たマイクロコンピュータＭＣからの出力によりポテンシ
ョメータの摺動子位置を設定するようにしてもよい。

また、本実施例では４相ステフビングモータの２相励磁
の場合について説明したが、例えば１相励磁あるいは４
相以上のステッピングモータの駆動装置として応用でき
るものである。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、励磁相コイルに流れ
る電流に対応した電圧を順次検出し、一方スチッピング
モータ駆動電源より積分回路等の飽和波形発生回路を動
作させ、その端子電圧と前記検出電圧との差を検出して
回転子の位置を知り、この位置検出出力をフィードバッ
クして次のコイルに通電するようにしたので、入力信号
に対して確実なる回転が行われ、従って、予め設定した
回転数を得ることができると共に励磁相コイルの電流を
検出することから、スパイク電圧の影響を受けることが
ない等の効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を示す説明図、第２図は本発明の
一実施例の構成を示すブロック図、第３図は本発明の一
実施例の作用の説明に供する波形図、第４図は本発明の
一実施例の作用の説明に供するフローチャートである。 φ１〜φ４・・・コイル、Ｔｒｉ〜Ｔｒ５・・・トラン
ジスタ、ＯＰＩ〜ＯＰ４・・・非反転増幅器、ＯＦ５・
・・作動増幅器、ＯＦ２・・・コンパレータ、Ｃ，Ｒ・
・・積分回路を構成するコンデンサと抵抗、Ｒ０〜Ｒ４
・・・電圧測定用抵抗、ＳＬ・・・アナログセレクタ、
ＤＡＣ・・・デジタル−アナログ変換器、ＭＣ・・・マ
イクロコンピュータ。 特許出願人　　　　　シルバー精工株式会社代　理　人
　　　　　　　瀧　　　野　　　秀　　　ａ　（第３図 ｏ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　ｔｉｍｅ第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次検出する検
   出手段と、ステッピングモータへの駆動電圧から飽和波
   形を得る積分回路等の飽和波形発生手段と、該飽和波形
   発生手段からの出力と前記検出手段からの検出出力との
   差を演算する演算手段と、該演算手段からの演算出力と
   所定スレショールドレベルとを比較する比較手段とを備
   え、前記比較手段の出力によりステッピングモータを駆
   動するようにしたことを特徴とするステッピングモータ
   の駆動装置。