JPS6225895A - ステツピングモ−タの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はステッピングモータの駆動装置に関し、さらに
評言すれば、積分回路等の飽和波形発生手段からの電圧
と通電中のステッピングモータのコイルの電流に対応し
た電圧との差を検出して、次のステップに駆動をするよ
うにしたステッピングモータの駆動装置に関する。

〔従来技術〕

ステッピングモータの駆動装置としては、オープン制御
タイプのものと、クローズド制御タイプのものとがある
。前者はモータを回転させるためのパルス信号を、該モ
ータに入力するのみでモータが入力されたパルス信号の
数だけ回転したか否かを判別Ｕないものであり、また後
者は人力されたパルス信号によって回転するモータの回
転状態を検出し、この検出出力をフィードバックして正
確なる回転数および回転速度を得るものである。

そして本発明は前記クローズド制御タイプのものである
が、このタイプのフィードバック方法にも種々のものが
ある。例えば、回転子の軸で駆動するタコメータを使用
するもの、あるいはロークリエンコーダを使用するもの
、さらにはモータ巻線内に誘導される逆起電力をリカバ
ーし、この逆起電力をフィードバックする方法等がある
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、前記したタコメータ、あるいはロータリエン
コーダを使用するものにあっては、負荷の慣性が小さい
場合には、タコメータ、あるいはロークリエンコーダが
回転子の回転慣性を太き（し、モータの加速、減速性能
を劣化させる可能性があると共にモータの占有面積が大
きくなり、かつ構造が複雑になりコストも高くなる等の
欠点が存した。

また、モータ巻線内に誘導される逆起電力をフィードバ
ンクする方法としては、モータの追加巻線によって逆起
電力をリカバーするのであるが、この追加検知巻線内に
駆動信号が誘導されるのを防ぐために、この巻線を界磁
巻線から磁気遮蔽しなければならず、従って、モータの
嵩、重量およびコストガ高くなるという欠点が存した。

〔発明の目的〕

本発明は前述の欠点を是正せんとするもので、ステッピ
ングモータにおける通電中の励磁相の電流波形の特徴に
着目し、この電流波形から励磁相の起電力を得て、回転
子の位置検出を行い入力信号に対する確実なる回転数を
得ると共に回転子の進み角を制御することににより回転
速度をも制御することができるステッピングモータの駆
動装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、通電中の励磁相の電流に対応した電圧を順次
検出し、この検出電圧とステッピングモータ駆動電源よ
り第１図（Ｃ）に示す如く抵抗ＲとコンデンサＣからな
る積分回路の端子電圧との差を検出して、該差の電圧（
起電力ＥＭＦ）が所定レベルに達したときステッピング
モータを１ステツプ駆動することを特徴とする。

つぎに本発明の原理について説明する。

ステッピングモータが回転している場合に励磁相コイル
に流れる電流波形は第１図（ａ）に示す如き波形であり
、ステッピングモータのロータ軸を固定した場合に励磁
相コイルに流れる電流波形は第１図（ｂ）に示す如くで
ある。上記第１図（ａｌの波形は起電力ＥＭＦが重畳さ
れている。

第１図（ｄｌに示すのは、ステッピングモータ駆動電源
にて、充電した時における上記積分回路の端子電圧波形
であり、第１図（ｂ）に示す電流波形に一致させること
ができる。すなわち、積分回路のコンデンサＣと抵抗Ｒ
とを調整してステッピングモータの時定数に一致させる
ことができるので、第１図（ｂｌに代って第１図（ｄｌ
で代替することができる。

一方第１図伽）に示す電流波形と第１図＋８）の電流波
形との差は第１図（８１に示す如くになり、すなわち、
これが起電力ＥＭＦであって、この波形は回転子の位置
を示している。すなわち、９０度間隔に配置された４つ
のコイルに対し第１図（ｅ）における波形の最大値は回
転子が９０度回転した位置にあることを示す。

そこで本発明は、第１図（ｅ）の波形に示す電圧を所定
スレショールドレベルと比較し、その比較出力により回
転子の進み角を検出すると共に次のステップへ駆動させ
るというように、１ステツプ毎に回転子の位置を検出し
ながら確実な回転数を得、かつ、スレショールドレベル
を可変することによりステッピングモータの回転速度を
制御せんとするものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明を実施例により説明する。

第２図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。本発明の一実施例においては４相ステツピングモー
タを２相励磁で駆動する場合を例に説明する。

図において、φ１〜φ４はステッピングモータの１相〜
４相のコイル、Ｔｒｌ〜Ｔｒ４はステッピングモータの
１相〜４相の駆動用トランジスタ、Ｒ３−Ｒ４は前記１
相〜４相の各コイルに流れる電流を検出し、これに対応
する電圧を検出する電圧測定用抵抗にして、前記コイル
φ１〜φ４の抵抗値に対して充分小さい値とする。ｏｐ
、−ｏｐ４は前記電圧測定用抵抗Ｒ１〜Ｒ４に発生した
電圧を増幅する非反転増幅器、Ｒ２−Ｒ８は非反転増幅
器ＯＰ　＋〜ＯＰ　ａの入力抵抗、Ｒ９−Ｒ４２は非反
転増幅器ＯＰ、〜ＯＰ、の測定用抵抗、Ｒ１１〜ＲＩ６
は非反転増幅器ｏｐ、−ｏｐ、のオフセント調整用入力
抵抗、Ｒ１？〜Ｒ２゜は非反転増幅器ＯＰ１〜ＯＰ、の
オフセント調整用抵抗にして、これらの抵抗ＲＩ３〜Ｒ
２゜は非反転増幅器ＯＰＩ〜ＯＰ４の出力（ａ）〜（ｄ
）に出力されるオフセントを調整するために接続したも
のであって出力オフセットが小さい場合は不要である。

Ｒｆ　＋〜Ｒｆ４は非反転増幅器ＯＰ　＋　＝　ＯＰ　
４のゲイン調整用帰還抵抗である。

ＳＬは前記非反転増幅器ＯＰ　ｌ”　ＯＰ　ａの出力ｆ
ａ）〜（ｄ＞が接続されると共に選択信号印加端子Ａ。

Ｂ、Ｃに印加された選択信号によって非反転増幅器ＯＰ
、〜ＯＰ　ａの出力電圧を選択するアナログデータセレ
クタである。

一方、Ｒ，Ｃは積分回路を構成する抵抗とコンデンサに
して、抵抗Ｒを可変することにより時定数を変化させ、
ステッピングモータの時定数に合わせる。なお、前記積
分回路に変えてウェーブフオームジェネレータ等を利用
することができ、要は飽和波形が発生できれば良い。Ｔ
ｒｓは後述するマイクロコンピータＭＣよりのトリガー
信号でオンして、前記積分回路のコンデンサＣの電荷を
放電するトランジスタ、Ｒｏは積分回路の出力分圧用抵
抗器、ＯＰ、は積分回路よりの出力とアナログデータセ
レクタＳＬからの出力とを比較して、その差を検出する
演算増幅器からなる差動増幅器、Ｒ２□は差動増幅器Ｏ
Ｐ　ｓの入力抵抗、ＲＺＩ〜Ｒ２４は分圧抵抗、Ｒ２Ｓ
は差動増幅器ＯＰ、の帰還抵抗である。

ＭＣはワンチップマイクロコンピュータであり、本質的
に中央演算装置、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入出力ボートを備え
ており、ＲＯＭには予めプログラムが記憶させてあり、
入力ポートを介して少なくともステッピングモータの回
転方向信号ｄｉおよび停止までのステップ数信号ｓｉの
外かに、コンパレータＯＰ６の出力Ｃ０が人力されてい
る。そして、該マイクロコンピュータＭＣは入力ポート
から供給された信号にもとづいて、ＲＯＭに記憶させた
プログラムにしたがった処理、演算、比較を行なって、
その結果にしたがって出力ポートを介して端子Ｐ、、Ｐ
、から相励磁データを、端子Ｐ１〜Ｐ３からアナログセ
レクタＳＬの選択データを、端子Ｐ４からトランジスタ
Ｔｒｓのオン・オフを制御するトリガ信号を、端子Ｐ、
〜Ｐａからデジタル−アナログ変換器ＤＡＣのデジタル
スレショールドレベルデータを夫々出力する。

ＤＡＣは前記マイクロコンピュータＭＣよりのデジタル
スレッショールドレベルデータが入力される端子０１〜
Ｃ４を有するデジタル−アナログ変換器、ＯＰ　ｂはデ
ジタル−アナログ変換器ＤＡＣから出力されたスレショ
ールドレベル電圧と、差動増幅器ＯＰ　ｓの出力とを比
較するコンパレータである。

Ｒｚ　＆　ハ前記コンパレータＯＰ＆がオープンコレク
タであるために接続されたプルアップ抵抗、Ｂ１　、Ｂ
２は前記マイクロコンピュータＭＣの出力に接続された
バーク、Ｉｔ、Ｉｔは同じくマイクロコンピュータＭＣ
の出力に接続されたインバータ、Ｖｍはステッピングモ
ータ駆動電源である。

なお、前記バークＢ＋　　、ＢｚおよびインバータＩｔ
、ＩｚはマイクロコンピュータＭＣの出力ポートを減ら
すために設けたものであり、Ｐｈａ　ｓｅ比出力各別マ
イクロコンピュータＭＣに設けても良い。

次に、前記したブロック図の動作をマイクロコンピュー
タＭＣのＲＯＭに記憶させであるプログラムに従って説
明する。

プログラムを開始させて、まず停止までに到るステップ
数信号ｓｉを入力しくステップ１００）、ついで回転方
向信号ｄｉを入力する（ステップ１０１）。これらの信
号ｓｉ、ｄｉはデジタル形態で与えられることは勿論で
あり、ＲＡＭの所定エリアに記憶される。

ステップ１０１に続いてスタートの１相にのみ対応する
出力、例えばコイルφ３を最初の励磁相とすれば、端子
Ｐ、を低電位とする出力を発生する（ステップ１０２）
。ステップ１０２に続いて励磁相および選択信号を出力
する。すなわち端子Ｐ、−Ｐ３から出力を発生する（ス
テップ１０３）。端子Ｐ、−Ｐ、からの出力によりコイ
ルφ１〜φ４の２相が励磁され、非反転演算増幅器ＯＰ
１〜ＯＰ４の内の１つの出力が選択されることになる。

いま仮にステッピングモータを時計方向に回転駆動する
ときは端子Ｐ、には低電位出力が出力され、また反時計
方向に回転駆動するときは端子Ｐ３には高電位出力が出
力される。

いまステッピングモータを駆動中の時刻ｔ、〜ｔ４にお
けるマイクロコンピュータＭＣの端子Ｐ２〜Ｐ３の出力
は第１表、第２表に示す如くになる。

第１表　正回転プロセッサ出力　１ 第２表　逆回転プロセッサ出力　２ 第１表は時計方向回転の場合の例を各相コイルφ、〜φ
４の励磁状態をも含めて示しており、第２表は反時計方
向回転の場合の例を各相コイルφ１〜φ４の励磁状態を
も含めて示している。なお、（ｔｚ　　　ｔＩ）、（ｔ
ｉ　　　ｔｚ）ｓ　　（ｔ４　　ｔユ）、（ｔｌ−ｔ４
）、・・・、の冬期間は後述するスレショールドレベル
データにより定まる。また端子Ｐ１〜Ｐ３の出力により
アナログデータセレクタＳＬは、第３表に示す如くに非
反転増幅器ＯＰ。

、・・・またはＯＰ、の出力が選択のうえ出力される。

第３表　データセレクタ結線 第３表において上欄は時計方向回転駆動の場合を、下欄
は反時計方向回転駆動の場合を示しており、選択される
非反転増幅器ＯＰ１　、・・・またはＯＰ。

の出力は励磁相の１つである。

ステップ１０２〜１０３の各相コイルφ１〜φ４の励磁
状態を示せば第３図（ａｌ〜Ｔｄ）に示す如き状態であ
る。またステップ１０３によりセレクトされたアナログ
データセレクタＳＬの出力は第３図ｔｅｌに示す如くで
ある。なお、時刻１〜ｔ４は第１表に対応しており、ｔ
２が起動時点を示しており第３相のコイルφ３がステッ
プ１０２においてスタート時の決められた１組であるこ
とを示している。

そして、端子Ｐ、が低電位になると、インバータ■１を
介してトランジスタＴｒ３のベースに電流が流れ、該ト
ランジスタＴｒ、はオンする。これにより、コイルφ３
に通電が行われ電圧測定用抵抗Ｒ３の両端に電圧が発生
する。この電圧を非反転増幅器ＯＰ　３で増幅し、アナ
ログデータセレクタＳＬに入力する。また、マイクロコ
ンピュータＭＣのセレクト端子Ｐ、〜Ｐ３の何れかより
選択信号が入力されるので、アナログデータセレクタＳ
Ｌからは選択信号によって選択された信号、すなわち、
非反転増幅器ＯＰ、よりの電圧が出力される。

一方、マイクロコンピュータＭＣよりトリガー信号が出
力されてトランジスタＴｒｓがオン状態となり、積分回
路のコンデンサＣに充電されていた電荷は瞬時に放電さ
れ、前記トランジスタＴｒ５のオフと同時にコンデンサ
Ｃに充電が開始される。この充電電圧は可変抵抗Ｒ０を
介して差動増幅器ＯＰ　ｓの一端に印加される。また、
差動増幅器ＯＰ　ｓの他端にはアナログデータセレクタ
ＳＬからの出力が印加されているので、該差動増幅器Ｏ
ＰＳの出力からは、アナログデータセレクタＳＬからの
アナログ信号第３図（ｅ）から可変抵抗Ｒ０からの出力
（幻を減算したものが送出される。すなわち、この出力
が第３図（ｈ）に示す。この出力は第１図（ｅｌに示し
た波形が連続して続いたものであり、この波形（起電力
ＥＭＦ）がわかれば前記した発明の詳細な説明した如く
ロータの位置を知ることができる。。

ステップ１０３に続いてスレショールドレベルデータが
端子Ｐ、〜ｐＨから出力される（ステップ１０４）。こ
の出力はデジタル−アナログ変換器ＤＡＣにおいてアナ
ログ変換され、このアナログ変換された電圧はコンパレ
ータＯＰ　ｂに印加される。そこでコンパレータＯＰ　
ｂにおいて、差動増幅器ＯＰＳの出力がデジタル−アナ
ログ変換器ＤＡＣよりの出力でスレショールドされ、そ
のスレショールドされた出力がコンパレータＯＰ　ａか
ら第３図（１１に示す如＜Ｃｏとして出力される（ステ
ップ１０６）。このコンパレータＯＰ６よりの出力Ｇｏ
の値は、回転子の進み角である回転子位置を示す。

そして、この出力ＣｏはマイクロコンピュータＭＣの端
子Ｐ、に入力され、該マイクロコンピュータＭＣの端子
Ｐ２からローレベルの出力が送出され、インバータＩ２
で反転された後にトランジスタＴｒ４のベースに供給さ
れ、該トランジスタＴｒ＝はオン状態となる。これによ
り、ステッピングモータのコイルφ４に通電され回転子
は次のステップに進むことになるが、ここでコイルφ４
に流れる電流は電圧測定用抵抗Ｒ４にて検出され非反転
増幅器ＯＰ４で増幅され、アナログデータセレクタＳＬ
を介して出力される。一方、マイクロコンピュータＭＣ
の端子Ｐ４からトリガー信号が出力され（ステップ１０
７）、前記したと同様に積分回路のコンデンサＣの充電
電圧が可変抵抗Ｒ０を介して出力され、この出力から前
記アナログデータセレクタＳＬよりの出力が差動増幅器
ＯＰ、で減算される。

ここでデジタル−アナログ変換器ＤＡＣよりの出力であ
るスレショールドレベルを変えることにより回転子の進
み角を変えることができるので、ステッピングモータの
コイルからコイルへの通電間隔を変えることができる。

従って、回転子の進み角が小さい状態において、次のコ
イルへの通電を開始すると回転子は遅く回転し、また、
進み角が大きい状態において、コイルへの通電を開始す
ると回転子は早く回転することになる。すなわち、デジ
タル−アナログ変換器ＤＡＣよりのスレショールドレベ
ルを変えることにより、ステッピングモータの速度を可
変することができるものである。

ステップ１０７に続いてステップ１００にて入力されて
記憶しているステッピングモータのステップ数から“−
１”され（ステップ１Ｏ８）、続いてＲＡＭに記憶して
いるステップ数“０”か否かがチェックされる（ステッ
プ１０９）。この結果、ステップ数が“０”のときは予
めステップ１００にて入力されたステップ数、ステッピ
ングモータが回転駆動された状態であり、ステッピング
モータの回転駆動は停止され、ステップ１０９において
ステップ数が“０”でないときはステップ数が“０″に
なるまでステップ１０９に続いてステップ１０３が実行
され、再びステップ駆動されることになる。

なお、デジタル−アナログ変換器ＤＡＣに代って、電源
電圧を分圧したポテンショメータＶＲ（第２図仮想線）
の出力を用いてもよい。この場合、ポテンショメータに
よる電源電圧の分圧比を手動により設定してもよく、ま
たマイクロコンピュータＭＣからの出力によりポテンシ
ョメータの摺動子位置を設定するようにしてもよい。

また、本実施例では４相ステフピングモータの２相励磁
の場合について説明したが、例えば１相励磁あるいは４
相以上のステッピングモータの駆動装置として応用でき
るものである。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、励磁相コイルに流れ
る電流に対応した電圧を順次検出し、一方ステンピング
モータ駆動電源より積分回路等の飽和波形発生回路を動
作させ、その端子電圧と前記検出電圧との差を検出して
励磁相の起電力を得、これにより回転子の進み角を検知
し、その信号をフィードバックして次のコイルへの通電
を行うようにしたので、ステッピングモータを入力信号
に対して正確なる回転数で制御でき、また前記進み角を
スレショールドレベルを変えることによりステッピング
モータの回転速度をも制御でき、従って、簡単な回路で
正確な回転数と回転速度で制御できると共に占有面積も
小さくてすみ、かつコストの低減も図ることができる等
の効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を示す説明図、第２図は本発明の
一実施例の構成を示すブロック図、第３図は本発明の一
実施例の作用の説明に供する波形図、第４図は本発明の
一実施例の作用の説明に供するフローチャートである。 φｌ〜φ４・・・コイル、Ｔｒｌ−Ｔｒ５・・・トラン
ジスタ、ＯＰＩ〜ＯＰ４・・・非反転増幅器、ＯＦ２・
・・作動増幅器、ＯＦ２・・・コンパレータ、Ｃ，Ｒ・
・・積分回路を構成するコンデンサと抵抗、Ｒ，−Ｒ４
・・・電圧測定用抵抗、ＳＬ・・・アナログセレクタ、
ＤＡＣ・・・デジタル−アナログ変換器、ＭＣ・・・マ
イクロコンピュータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ステッピングモータの各相コイルに夫々トランジスタ等
   の第１のスイッチ手段を介して接続された電圧測定用抵
   抗と、該電圧測定用抵抗の両端の電圧を選択出力する選
   択手段と、ステッピングモータへの駆動電圧から飽和波
   形を得る積分回路等の飽和波形発生手段と、該飽和波形
   発生手段を選択的に動作させ飽和波形を得る第２のスイ
   ッチ手段と、前記選択手段からの出力電圧と前記飽和波
   形発生手段よりの飽和波形電圧を入力とする差動増幅器
   と、前記差動増幅器の出力電圧と所定レベルとを比較す
   るコンパレータと、該コンパレータの出力により前記第
   １のスイッチ手段を閉成して次の励磁相コイルに通電せ
   しめると共に前記第２のスイッチ手段を閉成して前記飽
   和波形発生手段よりの飽和波形電圧を発生せしめ、かつ
   前記選択手段を切変える制御手段とを備えたことを特徴
   とするステッピングモータの駆動装置。