JPS62268367A - Ｐａｍ方式インバ−タのチヨツパ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は交流を整流しその出力をスイッチング制御す
ることにより可変直流電圧を得るインバータ用チョッパ
回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

従来のこの種インバータの直流電圧可変制御手段は、第
３図にその回路図を示すものが知られている。すなわち
交流入力は整流回路１に加えられ、その出力は整流出力
平滑コンデンサ２で平滑され、平滑された直流出力は前
記コンデンサ２の正極側に設けられたスイッチング素子
５とそれに並列のフリーホイールダイオード８より成る
整流出力スイッチング回路に加えられる。このスイッチ
ング回路出力は平滑リアクトル４を経由して平滑コンデ
ンサ３を充電する。このコンデンサ３はチョッパ回路の
可変直流電圧の出力段コンデンサでもあり、その端子電
圧は次段の直流−交流変換部の電源電圧となる。整流出
力スイッチング回路出力側にはフリーホイールダイオー
ド７を設けている。

チロツバ制御回路９はスイッチング素子５に対する開閉
制御信号を与えるものであり、チョッパ回路の直流出力
電圧すなわちコンデンサ３の端子電圧ＶＣ２とその設定
値ｖ８との差（ＶＢ　　ＶＯ２）の極性と大きさに応じ
て通流率を指定した一定周波数のチョッピング信号すな
わちスイッチング素子５に対す開閉制御信号生成回路で
ある。

しかしながらこの方法では直流出力電圧を決定するコン
デンサ３の電荷に関して、直流電圧昇圧指令時の電荷増
加の応答性については問題はないが、直流電圧降圧指令
時の電荷放電について、整流出力スイッチング素子５を
開路してコンデンサ３への充電を停止すると共にその既
存電荷をインバータ負荷を通して放電させる方法がとら
れており、従って直流出力電圧の降圧応答性は電荷の負
荷を通しての放電特性に依存すること番こなり、応答性
に限界があると共に制御性に問題があった。

またインバータ負荷がモータの場合、モータ側からのエ
ネルギー回生を受けるとコンデンサ３の電圧が上昇する
ため前記電圧降下指令をこ対する出力電圧応答は益々悪
化し、更にこの応答性を積極的に制御することが出来な
いために、電圧と周波数の比を一定に保持してのインバ
ータによるモータの急減速制御を困難にしていた。

〔発明の目的〕

この発明は、上記に鑑み従来方法に比してインバータの
直流電圧降圧特性の応答性と制御性を大巾に改善し得る
回路を簡単且つ安価に提供することを目的とする。

〔発明の要点〕

この発明は前記目的を達成するためをこ、交流入力の整
流回路と、整流出力平滑コンデンサと、整流出力スイッ
チング回路と、スイッチング出力用フリーホイールダイ
オードと、スイッチング出力平滑用リアクトル及びコン
デンサより成るＰＡＭ方式インバータの可変直流電圧発
生用チョッパ回路をこおいて、前記フリーホイールダイ
オードに並列に前記スイッチング出力平滑用コンデンサ
の電荷移行用のスイッチング回路を設け、チョッパ回路
の直流出力電圧がその設定値よす寓い場合に限り、前記
整流出力スイッチング回路を開路させると共に前記電荷
移行用のスイッチング回路に対し、前記設定電圧と直流
出力電圧との差電圧と、所要の電圧応答性と、回路制約
条件等により決定されろ最適の周波数およびその通流率
制御によるチョッピング動作を行わせることによりイン
バータチョッパ回路のスイッチング出力平滑用コンデン
サ、すなわち直流出力段コンデンサから電源側の整流出
力平滑コンデンサへの急速な電荷移行制御を行い、その
結果として直流出力電圧降圧制御時の即応制御を行うも
のである。

すなわち、整流出力スイッチング回路出力側のフリーホ
イールダイオードに並列に入れた前記電荷移行用スイッ
チング回路により整流出力スイッチング回路出力側の平
滑リアクトルと平滑コンデンサから成る断続可能な閉回
路を形成し、直流電圧降圧指令時にはこの閉回路への前
段整流出力スイッチング回路からの充電入力を断つと共
に前記新設のスイッチング回路を前記の周波数及び通流
率で開閉させると、直流出力段コンデンサ電荷は放電電
流となって前記閉回路中を断続されながら環流する。こ
の環流放電電流が断状態となる瞬間に前記平滑リアクト
ル部にはこの環流を継続させる方向に電流の時間変化率
に比例する逆起電力が発生する。しかし同時に前記閉回
路は開路されるため環流放電電流は元の閉回路を流れ得
す、前記平滑りアクドルの逆起電力によりこの閉回路前
段の整流出力平滑コンデンサ回路へ転流させられる。

すなわちコンデンサ間の電荷移行が行はれる。

コンデンサ端子電圧はその蓄積電荷量に比例するため電
荷放出側コンデンサ、すなわち直流出力段コンデンサ端
子電圧は低下する。この場合の電荷移行量は前記電荷移
行用スイッチング回路のチョッピング周波数及び通流率
の２つのパラメータに依存するが何れも制御可能である
。更にこの場合、電荷の移行原動力がリアクトルの逆起
電力であるために、電荷放出側コンデンサ電圧が電荷受
人側コンデンサ電圧より高い必要はなく、従って直流回
路における低圧側コンデンサから高圧側コンデンサへの
電荷移行が可能となる。

この発明は前述の動作原理に基いたコンデンサ間電荷の
移行制御により直流回路コンデンサの端子電圧降圧制御
を行うものであり、インバータのチョッパ回路直流出力
電圧の昇降圧制御特性の不平衡を解消し、総合的な電圧
制御性の大巾な向上を可能とするものである。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面により説明する。

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作を示す波形図である。また
第１図では、第３図に示す従来技術の実施例の場合と同
一機能の構成要素に対しては同一の表示番号を附してい
る。

第１図は第３図のフリーホイールダイオード７に並列に
スイッチング回路６を追加すると共に、チョッパ制御回
路９の機能を拡大し、前記スイッチング回路６に対しス
イッチング回路５の動作と関連した開閉制御信号を与え
るようにしたものである。なお第１図はスイッチング回
路５及び６に対して同一のチョッピング周液数を適用し
た場合を示す。

すなわち第１図において、チョッパ制御回路９はチョッ
パ回路の直流出力電圧である平滑コンデンサ３の端子電
圧ＶＣ２とその設定値Ｖｓとの差電圧（ＶＢ　　ＶＯ２
）を演算し、その極性が正の場合はスイッチング回路５
に対し１０　ＫＨｚのチョッピング信号Ｓｉｇ　−Ａを
与え、また負の場合はスイッチング回路６に対し同じ（
１０ＫＨｚのチョッピング信号Ｓｉｇ−Ｂを与えると共
に、これら両信号によりスイッチング回路５及び６それ
ぞれに対して前記電圧差の絶対値１ｖｓ−Ｖｃ２１の大
きさに応じたチョッピングの通流率指定を行い、且つス
イッチング回路５及び６の同時閉路による電源短絡を避
けるように前記両信号Ｓｉｇ　−Ａ及びＳｉｇ−Ｂの相
互インターロックを行うものである。

第２図は第１図に示す回路において、ある定常状態から
電圧設定値ｖ８を下げた場合の回路各部の動作波形を示
すものである。

以下第１図の回路動作を第２図に従って説明する。なお
前記Ｖｓ及びＶＯ２について第２図のモード（１）及び
モード（２）に対応して添字ｌ及び２を附す。

第２図においてモード（１）の期間は出力電圧（ＶＯ２
１）−設定電圧（Ｖｓｔ）の定常状態である。

モード（２）の期間は時刻ｔ１において電圧設定値をモ
ード（１）の場合の”／２　　すなわちＶｓ＝　Ｖ８２
＝Ｖｓ１／２に下げた場合の応答模様である。この変更
の瞬間電圧差（Ｖｓ−Ｖｃ２）はＶＩＩ２−ＶＯ２２＝
Ｖｓ１／２−　ＶＯ２１（Ｏとなるためスイッチング回
路５に対する信号Ｓｉｇ　−Ａは開路継続信号となり、
またスイッチング回路６に対する信号Ｓｉｇ　−Ｂは電
圧差ＩＶ８２−　ＶＯ２２１の大きさに応じて通流率の
変化する１　０　ＫＨｚのチョッピング信号となる。信
号Ｓｉｇ　−Ａによりスイッチング回路５が開路し、信
号Ｓｉｇ　−Ｈによりスイッチング回路６が閉路すると
、平滑リアクトル４を通過する電流ｉしは、スイッチン
グ回路５を通過していた電流の急激な消滅に伴う平滑リ
アクトル４の逆起電力の減少と共をこコンデンサ３の充
電々圧によりその方向を反転し、コンデンサ３の正極か
ら平滑リアクトル４及びスイッチング回路６を通りコン
デンサ３の負極へと環流する。次に信号Ｓｉｇ−Ｂの通
流時間指定によりスイッチング回路６が開路すると、そ
の瞬間平滑りアクドル４には前記ｉＬの環流を継続する
方向に逆起電力を発生するが同時に環流回路も開路する
ためｊＬの環流は元の回路を流ｌし得す、フリーホイー
ルダイオード８を通り電源側の整流出力平滑コンデンサ
２に至る回路に転流する。これによりコンデンサ３の電
荷エネルギーはコンデンサ２へと移行、すなわち回虫さ
れる。この時の電荷移行址に従ってコンデンサ３の端子
電圧ＶＣ２は低下する。

スイッチング回路６は信号Ｓｉｇ　−Ｂの１０　ＫＨｚ
チョッピング信号により開閉動作を繰り返すために、前
記のコンデンサ間電荷移行も回路チョッピングのたびご
とに繰り返され、その結果直流出力電圧Ｖｃｚｚ　　は
新設定値Ｖ８２に急速に近付くことになる。モード（３
）はモード（２）における電圧変更制御が完了しＶＯ２
２＝　ＶＢとなった状態に対応し、信号Ｓｉｇ−Ｂは開
路信号となりスイッチング回路６はチョッピング動作を
中止して開路継続状態に入る。

上記の場合と反対に電圧設定値Ｖｓを上げるかまたはイ
ンバータ負荷変動による直流出力電圧Ｖｃ２　　が低下
した場合にはＶｓ−ＶＯ２＞Ｏとなり、スイッチング回
路５は信号Ｓｉｇ−Ａによる１　０ＫＨｚのチョッピン
グ状態に入り、スイッチング回路６は信号Ｓｉｇ　−Ｂ
　＋こより開路継続状態を二人り、その結果直流出力電
圧は上昇し急速に設定値に近付くことになる。

上記のように制御信号Ｓｉｇ−Ａによるスイッチング回
路５の動作は主として出力電圧ｖＣ２の昇圧に係り、同
様にＳｉｇ　−Ｂによるスイッチング回路６の動作はそ
の降圧に係るものである。両者の併用昏こよる直流出力
電圧Ｖｃ２の昇降圧制御性の向上は、電圧設定値の変更
時のみでなく、設定値一定でインバータ負荷変動に基く
直流出力電圧変動時にも全く同様に行われる。

〔発明の効果〕

上記のようにこの発明では、インバータチョツ列回路に
おける直流コンデンサ間電荷移行用スイッチング回路を
設けたことにより、その直流出力電圧降圧特性の制御可
能な状態での即応化が簡易に実現できると兵舎こ前記チ
ョッパ回路の直流出力電圧可変制御に関して、従来方式
における電圧昇降圧制御性の不平衡を大巾に改善できる
。

またインバータによるモータ制御の場合には電圧と周波
数の比率一定の関係を保ちなからモータの急減速制御を
行い得る最良の方法を提供できる。

更にこの回路にモータ制動抵抗を接続する場合、従来方
式では電圧が低圧から大巾に変動する直流出力段コンデ
ンサすなわちスイッチング出力平滑用コンデンサに並列
※こ接続せざるを得なかったが、この発明によりコンデ
ンサ間電荷の急速移行が可能になったため直流出力段コ
ンデンサ電圧に比して全般的に高電圧であり且つ比較的
安定している電源側の整流出力平滑コンデンサに並列に
接続可能となり、より大きな制動トルクを簡易に得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

αの 第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に対応する回路各部の動作波形を示す説明図、第３図
は従来技術を示す回路図である。 １・・・整流回路、２，３・・・平滑コンデンサ、４・
・・平滑リアクトル、５，６・・・スイッチング回路、
７゜８・・・フリーホイールダイオード、９・・・チョ
ッパ制御回路、１０・・・電圧設定器、１１・・・モー
タ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）交流入力の整流回路と、整流出力平滑コンデンサと
   、整流出力スイッチング回路と、スイッチング出力用フ
   リーホイールダイオードと、スイッチング出力平滑用リ
   アクトル及びコンデンサより成るＰＡＭ方式インバータ
   の可変直流電圧発生用チョッパ回路において、前記フリ
   ーホイールダイオードに並列に前記スイッチング出力平
   滑用コンデンサの電荷移行用のスイッチング回路を設け
   、チョッパ回路の直流出力電圧がその設定電圧より高い
   場合に限り、前記整流出力スイッチング回路を開路させ
   ると共に前記電荷移行用のスイッチング回路に対し、前
   記設定電圧と直流出力電圧との差電圧と、所要の電圧応
   答性と、回路制約条件等により決定される最適の周波数
   およびその通流率制御によるチョッピング動作を行わせ
   ることを特徴とするＰＡＭ方式インバータのチョッパ回
   路。