JPS622890A - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
- Publication number
- JPS622890A JPS622890A JP60140945A JP14094585A JPS622890A JP S622890 A JPS622890 A JP S622890A JP 60140945 A JP60140945 A JP 60140945A JP 14094585 A JP14094585 A JP 14094585A JP S622890 A JPS622890 A JP S622890A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- command value
- circuit
- primary current
- saturation
- magnetic flux
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は電流制御形ベクトル制御方式によるインバー
タ回路によって誘導電動機ｔ−安定がっ速応制御するイ
ンバータ制御装置に関するものである０ 〔従来の技術〕 第５図は電流制御形ベクトル制御方式による従来のイン
バータ制御装置の概略ブロック構成図である。図におい
て、（１）Ｆｉ三相和交流電源（２）はこの三相交流電
源（１）から直流電圧を得るダイオード又はサイリスタ
等で構成される贅流回路、（８）は直流電圧平滑用フィ
ルタ、（４）はトランジスタ等のスイッチング素子で構
成されたインバータ回路、（６λは負荷の誘導電動機（
以下、電動機と称す）である。
タ回路によって誘導電動機ｔ−安定がっ速応制御するイ
ンバータ制御装置に関するものである０ 〔従来の技術〕 第５図は電流制御形ベクトル制御方式による従来のイン
バータ制御装置の概略ブロック構成図である。図におい
て、（１）Ｆｉ三相和交流電源（２）はこの三相交流電
源（１）から直流電圧を得るダイオード又はサイリスタ
等で構成される贅流回路、（８）は直流電圧平滑用フィ
ルタ、（４）はトランジスタ等のスイッチング素子で構
成されたインバータ回路、（６λは負荷の誘導電動機（
以下、電動機と称す）である。
しかして、（６）は電動機（５）の速度を検出する速度
検出器、（７）は電動機（句の速度基準を与える速度指
令回路、（８）は速度検出器（６）の検出出力ω１と、
速度指令回路（７）の指令値ωｒ＠と速度検出器（６）
の検出値ω、の偏差とにより、電動機（５）の１次電流
指令値しを演算するベクトル制御演算回路、（９）は電
動機（５）の１次電流検出値；を検出する電流検出器、
α０）は上記１次電流指令値いと検出１次電流検出値乙
との偏差に基いてインバータ回路（４）のスイッチング
素子をオンオフさせる為の信号を発生するパルス偏置ｌ
！ｌ１ｌ（以下、ＰＷＭと称す）制御回路でおる。
検出器、（７）は電動機（句の速度基準を与える速度指
令回路、（８）は速度検出器（６）の検出出力ω１と、
速度指令回路（７）の指令値ωｒ＠と速度検出器（６）
の検出値ω、の偏差とにより、電動機（５）の１次電流
指令値しを演算するベクトル制御演算回路、（９）は電
動機（５）の１次電流検出値；を検出する電流検出器、
α０）は上記１次電流指令値いと検出１次電流検出値乙
との偏差に基いてインバータ回路（４）のスイッチング
素子をオンオフさせる為の信号を発生するパルス偏置ｌ
！ｌ１ｌ（以下、ＰＷＭと称す）制御回路でおる。
次に、上記構成において、ベクトル制御演算回路（８）
の内部構成を第６図の詳細ブロック図に従って説明する
。＠）は速度指令回路（７ン指令値ωｒ″と速度検出器
（６）検出値ω、の偏差を増幅してトルク分電流指令値
ｉｌを出力する演算増幅器、−は速度検出器（６）の検
出値ω１に応じて２次磁束指令値ΦＩを発生する２次磁
束パターン発生器、−は２次磁束パターン発生器−の出
力に基づき推定２次磁束Φ２と励磁電流成分指令値輸０
を発生する演算回路、−に上記トルク分電流成分指令値
イＣと励磁電流成分指令値ｉ１から１次電流指令畿輻値
１ｘ工。１を発生する１次電流振幅発生器、−は上記ト
ベク分電流成分指令値ｉピと励磁電流成分指令値ｚ 、
＊からトルク偏角θ０を演算するトルク偏角演算回路、
鴎は上記トルク分電流成分指令値ｉｌと推定２次磁束Φ
２からすベシ周波数指令値ωＢ”Ｉｔ：演算するすベシ
周波数指令演算回路、■は一次電流振幅発生器一の出力
１工、。１とトルク偏角演算回路（＠の出力０°、及び
すべり周波数指令演算回路（ホ）の出力ω８６と速度検
出器（６）の出力ω１の和で成るインバータ周波数指令
ω。によ９１次電流指令値しを演算する１次電流指令演
算回路であシ、これら構成でベクトル制御演算回路（８
）が構成されている０上記構成において、電動機のトル
ク発生式は下式で表現される。
の内部構成を第６図の詳細ブロック図に従って説明する
。＠）は速度指令回路（７ン指令値ωｒ″と速度検出器
（６）検出値ω、の偏差を増幅してトルク分電流指令値
ｉｌを出力する演算増幅器、−は速度検出器（６）の検
出値ω１に応じて２次磁束指令値ΦＩを発生する２次磁
束パターン発生器、−は２次磁束パターン発生器−の出
力に基づき推定２次磁束Φ２と励磁電流成分指令値輸０
を発生する演算回路、−に上記トルク分電流成分指令値
イＣと励磁電流成分指令値ｉ１から１次電流指令畿輻値
１ｘ工。１を発生する１次電流振幅発生器、−は上記ト
ベク分電流成分指令値ｉピと励磁電流成分指令値ｚ 、
＊からトルク偏角θ０を演算するトルク偏角演算回路、
鴎は上記トルク分電流成分指令値ｉｌと推定２次磁束Φ
２からすベシ周波数指令値ωＢ”Ｉｔ：演算するすベシ
周波数指令演算回路、■は一次電流振幅発生器一の出力
１工、。１とトルク偏角演算回路（＠の出力０°、及び
すべり周波数指令演算回路（ホ）の出力ω８６と速度検
出器（６）の出力ω１の和で成るインバータ周波数指令
ω。によ９１次電流指令値しを演算する１次電流指令演
算回路であシ、これら構成でベクトル制御演算回路（８
）が構成されている０上記構成において、電動機のトル
ク発生式は下式で表現される。
Ｍ。
Ｔニーｓτ・ΦｓＩＩ＠１１（１）
Φノ８）＝□・輸（８） ・・−（２）
１＋□日 ′２ゝ″２ ここで、ＴＭ ；発生トルク Ｍ：相互インダクタンス Ｌ２ ：２次インダクタンス ｉｌ：トルク分電流 Φ２ ；２次磁束 Φ、（８） ： ２次磁束のラプラス変換４ｊｓ）；励
磁電流のラプラス変換 Ｒ２；２次抵抗 ω８ ：すべ９周波数 こ；１次電流 １工よｌ ＝７ ｓｒ” ” ｓ、ａ ・・
・（５）θ＝ｔｍ−” （） ＠＠
＠（６）８ｍ ω。＝ω８＋ω、 ・・・（η今、電
動機（句を速度指令回路ぐ０の出力ωｒ′に基づき速度
制御する場合、速度指令回路（ア）の出力外０と速度検
出器（６）の出力ω１の偏差を増幅する演算増幅器（＆
）の出力をトルク分電流指令ｉｌとし、２次磁束パター
ン発生器−より出力される２次磁束指令値をΦ０とすれ
ば、 Ｔ、” ＝ −ｉτ０・Φ、。 ・・・
（１）′Ｌ黛 上式ＣＩＹの如く、トルク指令値ｔ−発生することがで
きる。
１＋□日 ′２ゝ″２ ここで、ＴＭ ；発生トルク Ｍ：相互インダクタンス Ｌ２ ：２次インダクタンス ｉｌ：トルク分電流 Φ２ ；２次磁束 Φ、（８） ： ２次磁束のラプラス変換４ｊｓ）；励
磁電流のラプラス変換 Ｒ２；２次抵抗 ω８ ：すべ９周波数 こ；１次電流 １工よｌ ＝７ ｓｒ” ” ｓ、ａ ・・
・（５）θ＝ｔｍ−” （） ＠＠
＠（６）８ｍ ω。＝ω８＋ω、 ・・・（η今、電
動機（句を速度指令回路ぐ０の出力ωｒ′に基づき速度
制御する場合、速度指令回路（ア）の出力外０と速度検
出器（６）の出力ω１の偏差を増幅する演算増幅器（＆
）の出力をトルク分電流指令ｉｌとし、２次磁束パター
ン発生器−より出力される２次磁束指令値をΦ０とすれ
ば、 Ｔ、” ＝ −ｉτ０・Φ、。 ・・・
（１）′Ｌ黛 上式ＣＩＹの如く、トルク指令値ｔ−発生することがで
きる。
輪”（８） ＝□Φ１（Ｂ） ・・・（
２）′１１、”ｌ ＝ｍ ＊ ＊ 臂ω。；ω
Ｉ＋ω１ ・・・（γ）′上式で表現
される様に、推定２次磁束及び励磁電流成分指令発生器
（転））にて＜ｚｙで表現される輸０ｔ−算出すると共
に、すべり周波数指令演算回路端にて（ｓｆで表現され
るω８１を算出し、１次電流指令振幅発生器−にて（句
′で表現される１エエ。１を算出し、トルク偏角演算回
路−にて（６Ｙで表現される０＠を算出し、（６γで表
現される演算を行いω。を算出することにより、１次電
流指令演算回路■にて（４Ｆで表現される１次電流指令
値＆°ヲ算出することができる。すなわち、（１ｙで表
現されるトルク７ Ｍｅを発生する為に必要な電動機の
１次電流指令値１０をベクトル制御演算回路（８）で算
出できることになる０そして、この１次電流指令値Ｌ０
と１次電流検出値乙との偏差をＰＷＭ制御回路叫にて
極小にすることによシ高精度かつ応答性のよい速度制御
を実現することができる。
２）′１１、”ｌ ＝ｍ ＊ ＊ 臂ω。；ω
Ｉ＋ω１ ・・・（γ）′上式で表現
される様に、推定２次磁束及び励磁電流成分指令発生器
（転））にて＜ｚｙで表現される輸０ｔ−算出すると共
に、すべり周波数指令演算回路端にて（ｓｆで表現され
るω８１を算出し、１次電流指令振幅発生器−にて（句
′で表現される１エエ。１を算出し、トルク偏角演算回
路−にて（６Ｙで表現される０＠を算出し、（６γで表
現される演算を行いω。を算出することにより、１次電
流指令演算回路■にて（４Ｆで表現される１次電流指令
値＆°ヲ算出することができる。すなわち、（１ｙで表
現されるトルク７ Ｍｅを発生する為に必要な電動機の
１次電流指令値１０をベクトル制御演算回路（８）で算
出できることになる０そして、この１次電流指令値Ｌ０
と１次電流検出値乙との偏差をＰＷＭ制御回路叫にて
極小にすることによシ高精度かつ応答性のよい速度制御
を実現することができる。
しかし、ＰＷＭ制御制御−路頭和する様な場合、ベクト
ル制御が不能となる為、ＰＷＭ制御回路四が飽和しない
様に発生トルクの制限を行っている０例えば、発生トル
クを制限する為に演算増幅器（８１）の出力側にリミッ
タを設け、トルク分電流成分指令値ｉビを制限するとと
もに、第７図に示す様に高速度領域において定出力特性
を付加する為に２次磁束指令Φ２゜を電動機速度ω１に
反比例する特性を持たせることが行なわれている。
ル制御が不能となる為、ＰＷＭ制御回路四が飽和しない
様に発生トルクの制限を行っている０例えば、発生トル
クを制限する為に演算増幅器（８１）の出力側にリミッ
タを設け、トルク分電流成分指令値ｉビを制限するとと
もに、第７図に示す様に高速度領域において定出力特性
を付加する為に２次磁束指令Φ２゜を電動機速度ω１に
反比例する特性を持たせることが行なわれている。
しかるに、２次磁束指令値Φ、＠の変化をともなう様な
急加速の場合、推定２次磁束及び励磁電流成分指令発生
器−が正しく制御されなく、励磁電流成分指令値輸０の
減少が遅れることにより、１次電流指令振幅の減少が遅
れ、ひいてはＰＷＭ制御回路叫が飽和し、ベクトル制御
が不能となり、発生トルクが振動する為、清めらかな加
速動作ができなかった。この為、誘導電動機からギア系
を介在し工作機械の主軸を駆動する様な場合は、加速時
にギア騒音が発生したり、ギアの寿命を短かくする問題
があった０ この発明は上記の様な問題点を解消する為になされたも
ので、２次磁束指令値Φ１の変化をともなう様な急加速
の場合にも、ＰＷＭ制御回路（ト）が飽和せず、ベクト
ル制御が不能とならず清めらかな加速動作ができる誘導
電動機の電流制御形ベクトル制御方式によるインバータ
制御装置を得ることを目的とする。
急加速の場合、推定２次磁束及び励磁電流成分指令発生
器−が正しく制御されなく、励磁電流成分指令値輸０の
減少が遅れることにより、１次電流指令振幅の減少が遅
れ、ひいてはＰＷＭ制御回路叫が飽和し、ベクトル制御
が不能となり、発生トルクが振動する為、清めらかな加
速動作ができなかった。この為、誘導電動機からギア系
を介在し工作機械の主軸を駆動する様な場合は、加速時
にギア騒音が発生したり、ギアの寿命を短かくする問題
があった０ この発明は上記の様な問題点を解消する為になされたも
ので、２次磁束指令値Φ１の変化をともなう様な急加速
の場合にも、ＰＷＭ制御回路（ト）が飽和せず、ベクト
ル制御が不能とならず清めらかな加速動作ができる誘導
電動機の電流制御形ベクトル制御方式によるインバータ
制御装置を得ることを目的とする。
この発明に係るインバータ制御装置は、ベクトル制御演
算出力である１次電流指令値と１次電流検出値との差に
基いてＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路の飽和を検知する
手段を設けると共に、このＰＷＭ制御回路の飽和検出出
力に基づき電動機の１次電流指令値を減少させる構成と
する。
算出力である１次電流指令値と１次電流検出値との差に
基いてＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路の飽和を検知する
手段を設けると共に、このＰＷＭ制御回路の飽和検出出
力に基づき電動機の１次電流指令値を減少させる構成と
する。
この発明によれば、ＰＷＭ制御回路の飽和を防止し、２
次磁束指令値Φ、。の変化をともなう様な急加速の場合
にもＰＷＭ制御回路は飽和せずベクトル制御が不能とな
らず清めらかな加速動作ができる。
次磁束指令値Φ、。の変化をともなう様な急加速の場合
にもＰＷＭ制御回路は飽和せずベクトル制御が不能とな
らず清めらかな加速動作ができる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第５
図と同一部分は同一符号を附して示す第１図において、
Ｃ１１）はＰＷＭ制御回路叫の飽和を検知しベクトル制
御演算回路（８）のトルク分電流成分指令値を減少させ
るＰＷＭ制御飽和検出回路であシ、第２図、第５図によ
ってその飽和検出の詳細について詳述する。その他は従
来例と同様である。
図と同一部分は同一符号を附して示す第１図において、
Ｃ１１）はＰＷＭ制御回路叫の飽和を検知しベクトル制
御演算回路（８）のトルク分電流成分指令値を減少させ
るＰＷＭ制御飽和検出回路であシ、第２図、第５図によ
ってその飽和検出の詳細について詳述する。その他は従
来例と同様である。
すなわち、第２図はＰＷＭ制御回路の飽和検知の概念図
を示すもので、電動機の１次電流指令値１°と１次電流
検出値乙の偏差が第２図（、）においてはＰＷＭ変調三
角波の正側ビーク値ムラインをｔ工の時点以降越えてい
るので飽和と判断し、また、第２図（ｂ）においてはＰ
ＷＭ変調三角波の負側ピーク値Ａ′ラインｔ−ｔ、の時
点以降越えているので飽和と判断するようになっている
。
を示すもので、電動機の１次電流指令値１°と１次電流
検出値乙の偏差が第２図（、）においてはＰＷＭ変調三
角波の正側ビーク値ムラインをｔ工の時点以降越えてい
るので飽和と判断し、また、第２図（ｂ）においてはＰ
ＷＭ変調三角波の負側ピーク値Ａ′ラインｔ−ｔ、の時
点以降越えているので飽和と判断するようになっている
。
また、第３図にＰＷＭ制御飽和検出回路（９）の詳細な
内部構成ブロック図を示す。（１１ａ−ｕ）、 （１１
ａ−ｖ）。
内部構成ブロック図を示す。（１１ａ−ｕ）、 （１１
ａ−ｖ）。
（１１ａ−りは１次電流指令値と１次電流検出値の各相
（ｕ、ｖ、ｗ相）の偏差の絶対値を検出する絶対値回路
、（１１１）−ｕ）、 （１１ｂ−りｔ （１ｔｂ−”
）は第２図（ａ）。
（ｕ、ｖ、ｗ相）の偏差の絶対値を検出する絶対値回路
、（１１１）−ｕ）、 （１１ｂ−りｔ （１ｔｂ−”
）は第２図（ａ）。
（ｂ）に示す概念に基づき、ＰＷＭ変調三角波０−ピ−
ク値の絶対値にと、絶対値回路（１１ａ−ｕ）、 （１
１ａ−リ。
ク値の絶対値にと、絶対値回路（１１ａ−ｕ）、 （１
１ａ−リ。
（１１ａ−ｗ）の出力との偏差の正側を零クランプして
負側を出力する正側クランプ回路、ｅは正側クランプ回
路（１１ｂ−ｕ）、 （１１ムーＶ）、（ｔＳ−りの出
力の和であるＰＷＭ制御飽和検出回路の出力である０さ
らに、第４図（ａ） 、 （ｂ）にＰＷＭ制御飽和検出
回路（９）の出力ｅによシベクトル制御演算の２次磁束
指令値、またはトルク分電流成分指令値を減少させて１
次電流指令値を減少させる回路構成図を示す０ すなわち、第４図（ａ）においては、２次磁束ノくター
ン発生器−の出力に飽和検出回路（ロ）の出力を加算し
て２次磁束指令値Φ、′とし、第４図（ｂ）においては
、演算増幅器（ｇｌ）の出力に飽和検出回路（ロ）の出
力を加算してトルク分電流成分指令値嶋０として、１次
電流指令値を減少させるようになっており、ＰＷＭ制御
回路叫の飽和を防止でき、したがって清めらかな動作を
行い得る０ 〔発明の効果〕 以−上の・様に、この発側によれば、ベクトル制御演算
出力である電動機の１次電流指令値と１次電流検出値の
差に基いて制御出力を送出するＰＷＭ制御回路の飽和を
検知する検知手段を設けるとともに、このＰＷＭ制御回
路の飽和検出出力に基づき１次電流指令値を減少させる
構成としたので、ＰＷＭ制御回路の飽和を解除し、２次
磁束指令値Φ、。の変化をともなう様な急加速の場合に
もＰＷＭ制御回路は飽和せずベクトル制御が不能となら
ず清めらかな加速動作ができるという効果がある。
負側を出力する正側クランプ回路、ｅは正側クランプ回
路（１１ｂ−ｕ）、 （１１ムーＶ）、（ｔＳ−りの出
力の和であるＰＷＭ制御飽和検出回路の出力である０さ
らに、第４図（ａ） 、 （ｂ）にＰＷＭ制御飽和検出
回路（９）の出力ｅによシベクトル制御演算の２次磁束
指令値、またはトルク分電流成分指令値を減少させて１
次電流指令値を減少させる回路構成図を示す０ すなわち、第４図（ａ）においては、２次磁束ノくター
ン発生器−の出力に飽和検出回路（ロ）の出力を加算し
て２次磁束指令値Φ、′とし、第４図（ｂ）においては
、演算増幅器（ｇｌ）の出力に飽和検出回路（ロ）の出
力を加算してトルク分電流成分指令値嶋０として、１次
電流指令値を減少させるようになっており、ＰＷＭ制御
回路叫の飽和を防止でき、したがって清めらかな動作を
行い得る０ 〔発明の効果〕 以−上の・様に、この発側によれば、ベクトル制御演算
出力である電動機の１次電流指令値と１次電流検出値の
差に基いて制御出力を送出するＰＷＭ制御回路の飽和を
検知する検知手段を設けるとともに、このＰＷＭ制御回
路の飽和検出出力に基づき１次電流指令値を減少させる
構成としたので、ＰＷＭ制御回路の飽和を解除し、２次
磁束指令値Φ、。の変化をともなう様な急加速の場合に
もＰＷＭ制御回路は飽和せずベクトル制御が不能となら
ず清めらかな加速動作ができるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による電流制御形ベクトル
制御方式のインバータ制御装置の概略ブロック図、第２
図（、） 、 （ｂ）はＰＷＭ制御回路の飽和検知の概
念図、第５図ｕ Ｐ Ｗ Ｍ制御飽和検出回路の内部詳
細ブロック図、第４図（ａ）、（ｂ）はこの発明の一実
施例によるベクトル制御演算回路のブロック図、第５図
は第１図に対応する従来例のブロック図、第６図は従来
のベクトル制御演算回路のブロック図、第７図は定出力
特性をもつ２次磁束指令値−電動機速度特性図である。 （４）はインバータ回路、（６）は誘導電動機、（６）
は速度検出器、（γ）は速度指令回路、（８）はベクト
ル制御演算回路、（９）は電流検出器、叫はパルス幅変
調制御回路、（ロ）は飽和検出回路。 なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
制御方式のインバータ制御装置の概略ブロック図、第２
図（、） 、 （ｂ）はＰＷＭ制御回路の飽和検知の概
念図、第５図ｕ Ｐ Ｗ Ｍ制御飽和検出回路の内部詳
細ブロック図、第４図（ａ）、（ｂ）はこの発明の一実
施例によるベクトル制御演算回路のブロック図、第５図
は第１図に対応する従来例のブロック図、第６図は従来
のベクトル制御演算回路のブロック図、第７図は定出力
特性をもつ２次磁束指令値−電動機速度特性図である。 （４）はインバータ回路、（６）は誘導電動機、（６）
は速度検出器、（γ）は速度指令回路、（８）はベクト
ル制御演算回路、（９）は電流検出器、叫はパルス幅変
調制御回路、（ロ）は飽和検出回路。 なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）電流制御形ベクトル制御方式によるインバータ回
路によつて駆動される誘導電動機に直結された速度検出
器の検出値と速度指令回路の指令値に基いて１次電流指
令値を送出するベクトル制御演算回路と、電流検出器に
よる１次電流検出値と上記１次電流指令値とに基いて上
記インバータ回路をパルス幅変調制御するパルス幅変調
制御回路とを備えたインバータ制御装置において、上記
パルス幅変調制御回路の飽和を検知する飽和検出回路を
設けると共に、該飽和検出出力に基づき上記１次電流指
令値を減少させる構成としたことを特徴とするインバー
タ制御装置。 - （２）上記飽和検出出力に基いて２次磁束指令値または
トルク分電流成分指令値を減少させて１次電流指令値を
減少させる構成としたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60140945A JPS622890A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | インバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60140945A JPS622890A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | インバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS622890A true JPS622890A (ja) | 1987-01-08 |
| JPH0552155B2 JPH0552155B2 (ja) | 1993-08-04 |
Family
ID=15280465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60140945A Granted JPS622890A (ja) | 1985-06-27 | 1985-06-27 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS622890A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6256545U (ja) * | 1985-09-28 | 1987-04-08 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60121979A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-29 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JPS61285091A (ja) * | 1985-06-12 | 1986-12-15 | Fuji Electric Co Ltd | 交流電動機のベクトル制御方式 |
-
1985
- 1985-06-27 JP JP60140945A patent/JPS622890A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60121979A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-29 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JPS61285091A (ja) * | 1985-06-12 | 1986-12-15 | Fuji Electric Co Ltd | 交流電動機のベクトル制御方式 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6256545U (ja) * | 1985-09-28 | 1987-04-08 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0552155B2 (ja) | 1993-08-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2392732C1 (ru) | Устройство управления вектором асинхронного двигателя, способ управления вектором асинхронного двигателя и устройство управления приводом асинхронного двигателя | |
| JPS61196787A (ja) | 誘導電動機のトルク制御方式 | |
| JPH0344508B2 (ja) | ||
| JP3381465B2 (ja) | 電力変換器の制御方法 | |
| JPH0552155B2 (ja) | ||
| JP2625969B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2527161B2 (ja) | 電動機のベクトル制御演算装置 | |
| JP3407492B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| JPH01107692A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP3751827B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS59201690A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2792025B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH07118959B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JPH0568391A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御におけるすべり補償回路 | |
| JPH083199Y2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH06217584A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPS6039389A (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 | |
| JP2856765B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH0442916B2 (ja) | ||
| JPS6334713B2 (ja) | ||
| JPH0344511B2 (ja) | ||
| JPH0552154B2 (ja) | ||
| JPS6412194B2 (ja) | ||
| JPH0412698A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JPS596789A (ja) | 誘導電動機駆動装置 |