JPS6232380Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6232380Y2 JPS6232380Y2 JP1986130382U JP13038286U JPS6232380Y2 JP S6232380 Y2 JPS6232380 Y2 JP S6232380Y2 JP 1986130382 U JP1986130382 U JP 1986130382U JP 13038286 U JP13038286 U JP 13038286U JP S6232380 Y2 JPS6232380 Y2 JP S6232380Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- detector
- transition
- pulse
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 29
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000002950 deficient Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
本考案は、デジタルデータの復号装置に用いる
データ検出装置のウインド・マージン検出器に関
する。 磁気媒体に高密度でデータストレージを行うに
は、従来から２つの問題点があつた。第１は、入
力データに検出器をロツクするには、高周波信号
を発生する必要がある。第２は、磁気媒体中で互
いに接近して書込まれている転移が離れていく傾
向のあるパルス・クローデイング“（pulse
crowding）”現象である。極めて高価な回路およ
び部品が、前記第１の問題点の解決のために利用
されていた。前記第２の問題点の解決策としては
主に新しい符号化技術が用いられた。従来は鋸歯
状波のロツク信号およびミラー符号化技術が利用
されていた。この符号化技術においては、“１”
が符号化されるとき“ビツトセル”の中間に転移
が位置し、そして“０”が符号化されるべき且つ
前の“ビツトセル”が“１”でなかつたならば
“ビツトセル”の前縁に転移が位置する。これに
ついては米国特許第3108261号にも詳述されてい
る。 第１図は典型的なM2符号化デジタル信号を示
す。このビツトパターンにあつては、“０”が符
号化されるべき且つ前のビツトが移動を含まない
ならば、“ビツトセル”の前縁に移転が位置す
る。図示するとおり、M2符号化は所定信号に対
する最少数の転移となり、同時にデータ内容に関
係なく検出器のロツクに対する十分な転移を発生
し続ける。１を示す転移は０を示す転移よりも、
パルス・クローデイングが高い傾向がある。従来
は“０”転移よりも“１”転移のためのより広い
“ウインド”で検出器ロツク信号を動作させるこ
とにより、同じ自己クロツキングコードにおける
この特徴の利点を有している。 第２図は、従来の位相ロツク信号の一例を示
す。符号化データの品質は磁気媒体にビツトパタ
ーンを符号化し、それを復号化して元のビツトパ
ターンと比較することで検証される。従来の欠点
の第１は、検出ロツク信号を極めて高い周波数と
する必要があり、そしてデータレートを更に増大
することが容易に出来ないことである。そして第
２に、データ転移動作を保証する従来の方法はパ
ルス・クローデイングを定量的に検出しない。す
なわちその後の動作において、あるデータに復号
誤りを生じる危険がある。 本考案の一実施例によれば、パルス・クローデ
イングが所定限度内にあるかどうかを検出するた
めのウインドマージン検出を行い且つデユアルス
ロープの低周波検出ロツク信号による検出器を具
えている。符号化されたビツトパターンと検出さ
れたビツトパターンの比較に加えて、データエラ
ーを生じる恐れのあるデータが検出され、そのよ
うなデータレコードは不良として取り扱われるの
で、蓄積媒体に高忠度の蓄積を保証する。 第３図は、本考案の一実施例によるデジタルデ
ータの検出装置のブロツク図である。図におい
て、転移は検出されて、転移線路１０に正パルス
として現われる。線路１０は検出器２０を付勢す
るクロツク入力に接続されている。データのプリ
アンブルと予備検出器によつて、電圧制御発振器
（VCO）３０はデータに粗同期され、検出ロツク
信号４０の正傾斜部の間に“１”転移が生じ、ま
たその負傾斜部の間に“０”転移が生じる。次い
で、検出ロツク信号４０は振幅絶対値検出器５０
を通過し、検出器２０の利得入力端子に導入され
て、データと検出ロツク信号４０との間の位相誤
差を表わす誤差信号６０の大きさが制御される。
検出器２０の符号および傾斜入力により、データ
転移が“速い”かまたは“遅い”かを決定するよ
うに誤差信号６０の極性が決まる。検出器２０の
動作を真理値表１にて示す。
データ検出装置のウインド・マージン検出器に関
する。 磁気媒体に高密度でデータストレージを行うに
は、従来から２つの問題点があつた。第１は、入
力データに検出器をロツクするには、高周波信号
を発生する必要がある。第２は、磁気媒体中で互
いに接近して書込まれている転移が離れていく傾
向のあるパルス・クローデイング“（pulse
crowding）”現象である。極めて高価な回路およ
び部品が、前記第１の問題点の解決のために利用
されていた。前記第２の問題点の解決策としては
主に新しい符号化技術が用いられた。従来は鋸歯
状波のロツク信号およびミラー符号化技術が利用
されていた。この符号化技術においては、“１”
が符号化されるとき“ビツトセル”の中間に転移
が位置し、そして“０”が符号化されるべき且つ
前の“ビツトセル”が“１”でなかつたならば
“ビツトセル”の前縁に転移が位置する。これに
ついては米国特許第3108261号にも詳述されてい
る。 第１図は典型的なM2符号化デジタル信号を示
す。このビツトパターンにあつては、“０”が符
号化されるべき且つ前のビツトが移動を含まない
ならば、“ビツトセル”の前縁に移転が位置す
る。図示するとおり、M2符号化は所定信号に対
する最少数の転移となり、同時にデータ内容に関
係なく検出器のロツクに対する十分な転移を発生
し続ける。１を示す転移は０を示す転移よりも、
パルス・クローデイングが高い傾向がある。従来
は“０”転移よりも“１”転移のためのより広い
“ウインド”で検出器ロツク信号を動作させるこ
とにより、同じ自己クロツキングコードにおける
この特徴の利点を有している。 第２図は、従来の位相ロツク信号の一例を示
す。符号化データの品質は磁気媒体にビツトパタ
ーンを符号化し、それを復号化して元のビツトパ
ターンと比較することで検証される。従来の欠点
の第１は、検出ロツク信号を極めて高い周波数と
する必要があり、そしてデータレートを更に増大
することが容易に出来ないことである。そして第
２に、データ転移動作を保証する従来の方法はパ
ルス・クローデイングを定量的に検出しない。す
なわちその後の動作において、あるデータに復号
誤りを生じる危険がある。 本考案の一実施例によれば、パルス・クローデ
イングが所定限度内にあるかどうかを検出するた
めのウインドマージン検出を行い且つデユアルス
ロープの低周波検出ロツク信号による検出器を具
えている。符号化されたビツトパターンと検出さ
れたビツトパターンの比較に加えて、データエラ
ーを生じる恐れのあるデータが検出され、そのよ
うなデータレコードは不良として取り扱われるの
で、蓄積媒体に高忠度の蓄積を保証する。 第３図は、本考案の一実施例によるデジタルデ
ータの検出装置のブロツク図である。図におい
て、転移は検出されて、転移線路１０に正パルス
として現われる。線路１０は検出器２０を付勢す
るクロツク入力に接続されている。データのプリ
アンブルと予備検出器によつて、電圧制御発振器
（VCO）３０はデータに粗同期され、検出ロツク
信号４０の正傾斜部の間に“１”転移が生じ、ま
たその負傾斜部の間に“０”転移が生じる。次い
で、検出ロツク信号４０は振幅絶対値検出器５０
を通過し、検出器２０の利得入力端子に導入され
て、データと検出ロツク信号４０との間の位相誤
差を表わす誤差信号６０の大きさが制御される。
検出器２０の符号および傾斜入力により、データ
転移が“速い”かまたは“遅い”かを決定するよ
うに誤差信号６０の極性が決まる。検出器２０の
動作を真理値表１にて示す。
【表】
【表】
これからも明らかなように、速い転移は必ず誤
差信号６０が減少、また遅い転移は誤差信号６０
に増大傾向がある。誤差信号６０は濾波器７０に
よつて低域濾波され、そしてVCO３０に印加さ
れてその出力信号の周波数を補正する。これによ
り同期装置は入力信号にてロツクされる。前記入
力信号においては、“ビツトセル”の転移位置は
データ内容に依存し、また転移は“ビツトセル”
毎に必ずしも現われない。 濾波器７０およびVCO３０は従来周知の手段
にて容易に形成することができる。しかしなが
ら、振幅絶対値検出器５０および検出器２０の詳
細回路は第５図にて詳述する。図において、検出
ロツク信号４０は振幅絶対値検出器５０の入力端
に供給される。＋V1の基準電圧より大きい印加電
圧はトランジスタＴ１をオンとせしめて、両トラ
ンジスタＴ２，Ｔ１および抵抗器Ｒを介して電流
を引き込む。トランジスタＴ２およびＴ３は電流
ミラー回路を形成して、該トランジスタＴ２を流
れる電流の値と同じ電流が前記トランジスタＴ３
を介して流れる。そのため振幅絶対値検出器５０
の出力電流は入力信号の電圧値に比例している。
また入力電圧が基準電圧＋V1より低ければトラ
ンジスタＴ４をオンとして抵抗器Ｒを介して電流
を分流する。また入力信号に電圧値に比例した出
力電流が振幅絶対値検出器５０の出力端に発生さ
れる。いずれの場合にあつても検出器５０の出力
電流は同じ極性を有している。 検出器２０への入力電流はトランジスタＴ５に
供給される。トランジスタＴ５およびＴ６は電流
ミラー回路を形成して、前記トランジスタＴ５に
供給される電流に等しい電流が前記トランジスタ
Ｔ６にも流れる。トランジスタＴ７が転移線路１
０上のパルスを極性反転したものによつて非動作
化されるとき、トランジスタＴ６に分流する電流
は検出器２０の論理段に供給され、そして検出器
が付勢される。トランジスタＴ８およびＴ９は、
検出器２０の第１論理段である差動増幅器を形成
している。トランジスタＴ９の基準入力端２に印
加される基準信号２は、入力端２に印加される傾
斜入力信号が前記基準信号２の値に対して大小い
ずれの値もとりうるように選択される。前記傾斜
信号が前記基準信号２より大きいときは、トラン
ジスタＴ８が動作状態となり、トランジスタＴ６
を流れる電流はトランジスタＴ８に転流される。
また前記傾斜入力信号が前記基準信号２より小さ
いときは、トランジスタＴ９が動作状態となり、
トランジスタＴ６を流れる電流はトランジスタＴ
９に転流される。両トランジスタＴ１０，Ｔ１１
および両トランジスタＴ１２，Ｔ１３も、検出器
２０の第２論理段である第２差動増幅器を形成す
る。両入力端１，２におけるそれぞれの基準信号
に対する相対信号の相異なる論理結合に対する電
流経路は第５図に示される。第５図において
I1 +，I1 -，I2 +，I2 -は、入力端１，２の相対信号の
符号の正（I1 +，I2 +）負（I1 -，I2 -）によつて動作状
態となる経路を示す論理値を与える。また第６図
は第５図は各信号の関係を示している。検出器２
０の絶対値入力は正の三角波であり、検出ロツク
信号の相対的零（基準信号１のレベル）において
零となるから、転移線上のパルスか検出ロツク信
号の相対的零の近傍からはなれるに従つて、出力
信号の絶対値は大きくなる。両トランジスタＴ１
０，Ｔ１２の電流経路による電流により、出力端
に出力信号が生じる。またトランジスタＴ１１あ
るいはＴ１３の電流経路の電流は、トランジスタ
Ｔ１４と共に電流ミラー回路を形成するトランジ
スタＴ１５を介して流れる。これにより反対極性
の電流が検出器２０の出力端に供給される。その
結果、前述真理値表１に示したスルゴリズムが具
わるように、転移線路１０におけるパルスに応答
して一連のパルスを含む出力電流となる。 ウインド・マージン検出器は第４図の信号波形
図を参照することによつて最もよく説明される。
図において、ａはM2符号化信号、ｂは“パル
ス・クローデイング”に応じて符号化された実際
の信号、ｃは“ウインド”信号である。検出され
る転移はパルス伸張器によつて伸張されて、第４
図ｄに示すような信号が得られる。この信号は
VCO３０の傾斜出力信号と比較される。この傾
斜出力信号の転移間が、データの転移を正しくデ
コードすべきウインドとなる。そして、伸張され
たパルスの持続期間により、ウインド・マージン
テストにおける許容最小マージンが与えられる。
ウインド・マージンテストは、伸張されたパルス
の持続期間に生起する傾斜信号の転移を検出して
おこなう。このようにして検出された転移は、ウ
インドの境界に近いから、後続のデータ検索操作
時に誤りを生じる恐れがある。従つて、検出され
たパルスによつて、対応するデータ区間が不完全
でデータ格納に耐えないことが通知される。 以上詳述したように、本考案の実施により、デ
ータの復調検出用発振器の発振周波数が従来技術
におけるものの1/2程度になり、データ検出の周
期ずれを検出して通知し、不良データの記録を防
止できるので実用に供して有益である。
差信号６０が減少、また遅い転移は誤差信号６０
に増大傾向がある。誤差信号６０は濾波器７０に
よつて低域濾波され、そしてVCO３０に印加さ
れてその出力信号の周波数を補正する。これによ
り同期装置は入力信号にてロツクされる。前記入
力信号においては、“ビツトセル”の転移位置は
データ内容に依存し、また転移は“ビツトセル”
毎に必ずしも現われない。 濾波器７０およびVCO３０は従来周知の手段
にて容易に形成することができる。しかしなが
ら、振幅絶対値検出器５０および検出器２０の詳
細回路は第５図にて詳述する。図において、検出
ロツク信号４０は振幅絶対値検出器５０の入力端
に供給される。＋V1の基準電圧より大きい印加電
圧はトランジスタＴ１をオンとせしめて、両トラ
ンジスタＴ２，Ｔ１および抵抗器Ｒを介して電流
を引き込む。トランジスタＴ２およびＴ３は電流
ミラー回路を形成して、該トランジスタＴ２を流
れる電流の値と同じ電流が前記トランジスタＴ３
を介して流れる。そのため振幅絶対値検出器５０
の出力電流は入力信号の電圧値に比例している。
また入力電圧が基準電圧＋V1より低ければトラ
ンジスタＴ４をオンとして抵抗器Ｒを介して電流
を分流する。また入力信号に電圧値に比例した出
力電流が振幅絶対値検出器５０の出力端に発生さ
れる。いずれの場合にあつても検出器５０の出力
電流は同じ極性を有している。 検出器２０への入力電流はトランジスタＴ５に
供給される。トランジスタＴ５およびＴ６は電流
ミラー回路を形成して、前記トランジスタＴ５に
供給される電流に等しい電流が前記トランジスタ
Ｔ６にも流れる。トランジスタＴ７が転移線路１
０上のパルスを極性反転したものによつて非動作
化されるとき、トランジスタＴ６に分流する電流
は検出器２０の論理段に供給され、そして検出器
が付勢される。トランジスタＴ８およびＴ９は、
検出器２０の第１論理段である差動増幅器を形成
している。トランジスタＴ９の基準入力端２に印
加される基準信号２は、入力端２に印加される傾
斜入力信号が前記基準信号２の値に対して大小い
ずれの値もとりうるように選択される。前記傾斜
信号が前記基準信号２より大きいときは、トラン
ジスタＴ８が動作状態となり、トランジスタＴ６
を流れる電流はトランジスタＴ８に転流される。
また前記傾斜入力信号が前記基準信号２より小さ
いときは、トランジスタＴ９が動作状態となり、
トランジスタＴ６を流れる電流はトランジスタＴ
９に転流される。両トランジスタＴ１０，Ｔ１１
および両トランジスタＴ１２，Ｔ１３も、検出器
２０の第２論理段である第２差動増幅器を形成す
る。両入力端１，２におけるそれぞれの基準信号
に対する相対信号の相異なる論理結合に対する電
流経路は第５図に示される。第５図において
I1 +，I1 -，I2 +，I2 -は、入力端１，２の相対信号の
符号の正（I1 +，I2 +）負（I1 -，I2 -）によつて動作状
態となる経路を示す論理値を与える。また第６図
は第５図は各信号の関係を示している。検出器２
０の絶対値入力は正の三角波であり、検出ロツク
信号の相対的零（基準信号１のレベル）において
零となるから、転移線上のパルスか検出ロツク信
号の相対的零の近傍からはなれるに従つて、出力
信号の絶対値は大きくなる。両トランジスタＴ１
０，Ｔ１２の電流経路による電流により、出力端
に出力信号が生じる。またトランジスタＴ１１あ
るいはＴ１３の電流経路の電流は、トランジスタ
Ｔ１４と共に電流ミラー回路を形成するトランジ
スタＴ１５を介して流れる。これにより反対極性
の電流が検出器２０の出力端に供給される。その
結果、前述真理値表１に示したスルゴリズムが具
わるように、転移線路１０におけるパルスに応答
して一連のパルスを含む出力電流となる。 ウインド・マージン検出器は第４図の信号波形
図を参照することによつて最もよく説明される。
図において、ａはM2符号化信号、ｂは“パル
ス・クローデイング”に応じて符号化された実際
の信号、ｃは“ウインド”信号である。検出され
る転移はパルス伸張器によつて伸張されて、第４
図ｄに示すような信号が得られる。この信号は
VCO３０の傾斜出力信号と比較される。この傾
斜出力信号の転移間が、データの転移を正しくデ
コードすべきウインドとなる。そして、伸張され
たパルスの持続期間により、ウインド・マージン
テストにおける許容最小マージンが与えられる。
ウインド・マージンテストは、伸張されたパルス
の持続期間に生起する傾斜信号の転移を検出して
おこなう。このようにして検出された転移は、ウ
インドの境界に近いから、後続のデータ検索操作
時に誤りを生じる恐れがある。従つて、検出され
たパルスによつて、対応するデータ区間が不完全
でデータ格納に耐えないことが通知される。 以上詳述したように、本考案の実施により、デ
ータの復調検出用発振器の発振周波数が従来技術
におけるものの1/2程度になり、データ検出の周
期ずれを検出して通知し、不良データの記録を防
止できるので実用に供して有益である。
第１図はM2符号化デジタル信号、第２図は位
相ロツク信号のそれぞれの波形図である。第３図
は本考案の一実施例を示すブロツク図、第５図は
その一部の詳細回路図、第６図はその各部の波形
図で、２０：検出器、２０：電圧制御形発振器、
５０：振幅絶対値検出器、７０：濾波器である。 第４図はウインド・マージン検出器を説明する
ための波形図である。
相ロツク信号のそれぞれの波形図である。第３図
は本考案の一実施例を示すブロツク図、第５図は
その一部の詳細回路図、第６図はその各部の波形
図で、２０：検出器、２０：電圧制御形発振器、
５０：振幅絶対値検出器、７０：濾波器である。 第４図はウインド・マージン検出器を説明する
ための波形図である。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 ビツトセル内に定められた第１、第２の時刻に
再生可能な転移を有する二値セルフクロツキン
グ・デジタル信号（以下入力信号と呼称する）に
応答し、以下の(イ)〜(ハ)より構成されるウインド・
マージン検出器。 (イ) 前記入力信号を受信し、前記入力信号の前記
転移に応答して所定の持続時間だけ持続するパ
ルスを発生する手段。 (ロ) 前記入力信号を受信し、それに応答して前記
転移の生起時点を包含するウインド系列を発生
する同期装置。 (ハ) 前記パルスと前記ウインド系列を入力し前記
パルスの前記持続時間内に前記ウインドの境界
を検出して出力する検出装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/725,210 US4065796A (en) | 1976-09-22 | 1976-09-22 | Digital data decoder |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6261059U JPS6261059U (ja) | 1987-04-15 |
| JPS6232380Y2 true JPS6232380Y2 (ja) | 1987-08-19 |
Family
ID=24913605
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1977133013U Expired JPS6038967Y2 (ja) | 1976-09-22 | 1977-10-03 | 超音波ｃｗドプラシステム |
| JP1986130382U Expired JPS6232380Y2 (ja) | 1976-09-22 | 1986-08-28 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1977133013U Expired JPS6038967Y2 (ja) | 1976-09-22 | 1977-10-03 | 超音波ｃｗドプラシステム |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4065796A (ja) |
| JP (2) | JPS6038967Y2 (ja) |
| DE (1) | DE2741316A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BR8004455A (pt) * | 1979-07-19 | 1981-01-27 | Exxon Research Engineering Co | Circuito separador de dados e circuito para emprego na recuperacao de um sinal de relogio de um sinal codificado de dados dos |
| US4338569A (en) * | 1980-03-11 | 1982-07-06 | Control Data Corporation | Delay lock loop |
| US4459623A (en) * | 1982-01-18 | 1984-07-10 | Mds Qantel Corporation | Method and apparatus for recovering NRZ information from MFM data |
| US4635280A (en) * | 1985-05-28 | 1987-01-06 | Harris Corporation | Bit synchronizer for decoding data |
| US4726022A (en) * | 1986-04-30 | 1988-02-16 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for stressing the data window in magnetic storage devices |
| US4868514A (en) * | 1987-11-17 | 1989-09-19 | International Business Machines Corporation | Apparatus and method for digital compensation of oscillator drift |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3755798A (en) * | 1972-02-29 | 1973-08-28 | Honeywell Inf Systems | Data recovery system having tracking sampling window |
| US3979771A (en) * | 1975-03-19 | 1976-09-07 | Xerox Corporation | Magnetic tape phase encoded data read circuit |
-
1976
- 1976-09-22 US US05/725,210 patent/US4065796A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-09-14 DE DE19772741316 patent/DE2741316A1/de not_active Withdrawn
- 1977-10-03 JP JP1977133013U patent/JPS6038967Y2/ja not_active Expired
-
1986
- 1986-08-28 JP JP1986130382U patent/JPS6232380Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5458889U (ja) | 1979-04-23 |
| DE2741316A1 (de) | 1978-03-23 |
| JPS6261059U (ja) | 1987-04-15 |
| JPS6038967Y2 (ja) | 1985-11-21 |
| US4065796A (en) | 1977-12-27 |
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