JPS6232702B2 - - Google Patents
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- JPS6232702B2 JPS6232702B2 JP4082982A JP4082982A JPS6232702B2 JP S6232702 B2 JPS6232702 B2 JP S6232702B2 JP 4082982 A JP4082982 A JP 4082982A JP 4082982 A JP4082982 A JP 4082982A JP S6232702 B2 JPS6232702 B2 JP S6232702B2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 58
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 22
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 16
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
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- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、大電流出力用に適するフルブリツジ
形DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に関
する。
形DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に関
する。
従来、この種の電源回路は、第１図に示すよう
に構成される。すなわち、入力端子１，２に電源
正負を接続し、制御信号により相補的にオン、オ
フする第１および第２のスイツチング素子である
トランジスタQ1，Q2の直列接続回路と、同様な
スイツチング素子であるトランジスタQ3，Q4の
直列接続回路が電源正負間に接続されている。入
力端子１，２間には必要によりコンデンサC1が
接続される。そして、コンデンサC2と電力変換
トランスＴの１次巻線Ｐとの直列接続回路を、ト
ランジスタQ1のエミツタとトランジスタQ2のコ
レクタとの直列接続点と、トランジスタQ3のエ
ミツタとトランジスタQ4のコレクタとの直列接
続点間に接続する。トランジスタQ1〜Q4のベー
スはそれぞれゲート端子５〜８に接続され、ゲー
ト端子５，８およびゲート端子６，７には交互に
制御パルスが与えられる。該制御パルスに応じて
トランジスタQ1，Q4又はトランジスタQ2，Q3が
交互に導通し、トランスＴの１次巻線Ｐに流入す
る電流は交互に反転する。すなわち、入力端子
１，２間に印加された直流電力は交流電力に変換
されてトランスＴの２次巻線Ｓから出力される。
２次巻線Ｓの中点は負出力端子４に接続され、２
次巻線Ｓの両端はそれぞれダイオードD1，D2の
アノードに接続されている。ダイオードD1，D2
のカソードは共通に接続されて、チヨークコイル
Ｌを通して正出力端子３に接続されている。出力
端子３，４間にはコンデンサC3が接続されてい
る。すなわち、ダイオードD1，D2、チヨークコ
イルＬ、コンデンサC3等は２次巻線出力を整流
する出力回路を構成している。
に構成される。すなわち、入力端子１，２に電源
正負を接続し、制御信号により相補的にオン、オ
フする第１および第２のスイツチング素子である
トランジスタQ1，Q2の直列接続回路と、同様な
スイツチング素子であるトランジスタQ3，Q4の
直列接続回路が電源正負間に接続されている。入
力端子１，２間には必要によりコンデンサC1が
接続される。そして、コンデンサC2と電力変換
トランスＴの１次巻線Ｐとの直列接続回路を、ト
ランジスタQ1のエミツタとトランジスタQ2のコ
レクタとの直列接続点と、トランジスタQ3のエ
ミツタとトランジスタQ4のコレクタとの直列接
続点間に接続する。トランジスタQ1〜Q4のベー
スはそれぞれゲート端子５〜８に接続され、ゲー
ト端子５，８およびゲート端子６，７には交互に
制御パルスが与えられる。該制御パルスに応じて
トランジスタQ1，Q4又はトランジスタQ2，Q3が
交互に導通し、トランスＴの１次巻線Ｐに流入す
る電流は交互に反転する。すなわち、入力端子
１，２間に印加された直流電力は交流電力に変換
されてトランスＴの２次巻線Ｓから出力される。
２次巻線Ｓの中点は負出力端子４に接続され、２
次巻線Ｓの両端はそれぞれダイオードD1，D2の
アノードに接続されている。ダイオードD1，D2
のカソードは共通に接続されて、チヨークコイル
Ｌを通して正出力端子３に接続されている。出力
端子３，４間にはコンデンサC3が接続されてい
る。すなわち、ダイオードD1，D2、チヨークコ
イルＬ、コンデンサC3等は２次巻線出力を整流
する出力回路を構成している。
上述の従来の電源回路は、トランジスタQ1〜
Q4のスイツチング特性のバラツキ等によつて発
生するトランスＴの偏磁を防止するために、１次
巻線Ｐに直列にコンデンサC2を接続している
が、偏磁防止機構がトランスＴの励磁電流のみに
依存しているために充分でなく、安定性に欠ける
という欠点がある。このため、スイツチング素子
の破壊を起こしやすい。また、数百アンペアの出
力電流を必要とする大電流出力の電源回路を実現
するためには、ダイオードD1，D2、チヨークコ
イルＬは、数百アンペアの大電流容量が必要であ
り、素子の選定、トランス、チヨークコイルの製
造上大きな困難がある。また、個々のダイオード
の容量を半滅するために２個のダイオードを並列
接続したとしてもダイオード特性の相違によつて
負坦率が1/2にならず片方のダイオードに1/2以上
の電流が流れる等の困難がある。
Q4のスイツチング特性のバラツキ等によつて発
生するトランスＴの偏磁を防止するために、１次
巻線Ｐに直列にコンデンサC2を接続している
が、偏磁防止機構がトランスＴの励磁電流のみに
依存しているために充分でなく、安定性に欠ける
という欠点がある。このため、スイツチング素子
の破壊を起こしやすい。また、数百アンペアの出
力電流を必要とする大電流出力の電源回路を実現
するためには、ダイオードD1，D2、チヨークコ
イルＬは、数百アンペアの大電流容量が必要であ
り、素子の選定、トランス、チヨークコイルの製
造上大きな困難がある。また、個々のダイオード
の容量を半滅するために２個のダイオードを並列
接続したとしてもダイオード特性の相違によつて
負坦率が1/2にならず片方のダイオードに1/2以上
の電流が流れる等の困難がある。
本発明の第１の目的は、上述の従来の欠点を解
決し、２組のスイツチング素子の導通時間、損失
の相違等による電力変換トランスの偏磁が起り難
く、従つてスイツチング素子が破壊し難く、安定
な電源回路を提供することにある。また、本発明
の第２の目的は、出力側整流回路のダイオードお
よびチヨークコイル等の電流を半減することがで
きる電源回路を提供することにある。さらに、本
発明の第３の目的は、出力側整流回路のすべての
ダイオードのカソードを共通接続することによつ
てヒートシンクをダイオードから絶縁する必要が
なく、場合によつては、ヒートシンク自体を正出
力電極として使用することができるようにして実
装が容易な電源回路を提供することにある。
決し、２組のスイツチング素子の導通時間、損失
の相違等による電力変換トランスの偏磁が起り難
く、従つてスイツチング素子が破壊し難く、安定
な電源回路を提供することにある。また、本発明
の第２の目的は、出力側整流回路のダイオードお
よびチヨークコイル等の電流を半減することがで
きる電源回路を提供することにある。さらに、本
発明の第３の目的は、出力側整流回路のすべての
ダイオードのカソードを共通接続することによつ
てヒートシンクをダイオードから絶縁する必要が
なく、場合によつては、ヒートシンク自体を正出
力電極として使用することができるようにして実
装が容易な電源回路を提供することにある。
本発明の電源回路は、電源正負間に接続され制
御信号により相補的にオン、オフする第１および
第２のスイツチング素子の直列接続回路と、同様
な第３および第４のスイツチング素子の直列接続
回路と、前記第１と第２のスイツチング素子の直
列接続点と前記第３と第４のスイツチング素子の
直列接続点との間に接続されたコンデンサおよび
電力変換トランスの１次巻線の直列接続回路と、
前記電力変換トランスの２次巻線出力を整流する
出力回路とを備えた電源回路において、前記電力
変換トランスの２次巻線は同一巻回数の第１およ
び第２の２次巻線で構成し、該第１および第２の
２次巻線の巻始めおよび巻終りにそれぞれのアノ
ードを接続しカソードは共通に接続して正出力端
子に接続された４個のダイオードと、負出力端子
と前記第１の２次巻線の巻終りとの間に接続され
た第１のチヨークコイルと、負出力端子と前記第
２の２次巻線の巻始めとの間に接続された第２の
チヨークコイルと、正負出力端子間に接続された
コンデンサとを備えたことを特徴とする。
御信号により相補的にオン、オフする第１および
第２のスイツチング素子の直列接続回路と、同様
な第３および第４のスイツチング素子の直列接続
回路と、前記第１と第２のスイツチング素子の直
列接続点と前記第３と第４のスイツチング素子の
直列接続点との間に接続されたコンデンサおよび
電力変換トランスの１次巻線の直列接続回路と、
前記電力変換トランスの２次巻線出力を整流する
出力回路とを備えた電源回路において、前記電力
変換トランスの２次巻線は同一巻回数の第１およ
び第２の２次巻線で構成し、該第１および第２の
２次巻線の巻始めおよび巻終りにそれぞれのアノ
ードを接続しカソードは共通に接続して正出力端
子に接続された４個のダイオードと、負出力端子
と前記第１の２次巻線の巻終りとの間に接続され
た第１のチヨークコイルと、負出力端子と前記第
２の２次巻線の巻始めとの間に接続された第２の
チヨークコイルと、正負出力端子間に接続された
コンデンサとを備えたことを特徴とする。
次に、本発明について、図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第２図は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。本実施例においては、トランジスタQ1，
Q2，Q3，Q4、コンデンサC2、電力変換トランス
Ｔの１次巻線Ｐ等は第１図に示した従来例と同様
であり、必要に応じて入力端子１，２間にコンデ
ンサC1が接続される。しかし、電力変換トラン
スＴの２次巻線は同一巻回数の第１の２次巻線S1
と第２の２次巻線S2とから構成される。第１巻線
S1、第２巻線S2のそれぞれの巻始め（図中・印を
付した方）および巻終りにはそれぞれダイオード
D1〜D4のアノードが接続され、ダイオードD1〜
D4のカソードは共通に接続して正出力端子３に
接続される。負出力端子４と前記第１の２次巻線
S1の巻終りとの間にはチヨークコイルL1を接続
し、負出力端子４と前記第２の２次巻線S2の巻始
めとの間にはチヨークコイルL2を接続する。出
力端子３，４間にはコンデンサC3が接続されて
いる。本実施例においては、後述するようにトラ
ンジスタQ1，Q4のオン期間と、トランジスタ
Q2，Q3のオン期間に相違があつてもトランスＴ
の偏磁を生じ難く、安定した動作を可能とし、ス
イツチング素子（トランジスタ）の破壊を防止で
きる効果がある。また、ダイオードD1〜D4およ
びチヨークコイルL1，L2に流れる電流は、第１
図に示した従来例のダイオードD1，D2に流れる
電流の半分である。すなわち、小容量のダイオー
ドやチヨークコイルによつて大電流出力を得るこ
とができる効果がある。そのためにダイオード
D1〜D4の特性が全く同一のものを選定する必要
はない。さらに、ダイオードD1〜D4のカソード
はすべて共通に接続されているから、ヒートシン
クを取り付ける場合にダイオードと絶縁する必要
がなく、例えば４個のダイオードのケース電極
（通常カソード側である）を直接ヒートシンクに
取付けることが可能である。また、この場合ヒー
トシンク自体を正出力端子として使用することも
可能であり、実装を容易にし冷却効果も大である
という効果がある。
る。本実施例においては、トランジスタQ1，
Q2，Q3，Q4、コンデンサC2、電力変換トランス
Ｔの１次巻線Ｐ等は第１図に示した従来例と同様
であり、必要に応じて入力端子１，２間にコンデ
ンサC1が接続される。しかし、電力変換トラン
スＴの２次巻線は同一巻回数の第１の２次巻線S1
と第２の２次巻線S2とから構成される。第１巻線
S1、第２巻線S2のそれぞれの巻始め（図中・印を
付した方）および巻終りにはそれぞれダイオード
D1〜D4のアノードが接続され、ダイオードD1〜
D4のカソードは共通に接続して正出力端子３に
接続される。負出力端子４と前記第１の２次巻線
S1の巻終りとの間にはチヨークコイルL1を接続
し、負出力端子４と前記第２の２次巻線S2の巻始
めとの間にはチヨークコイルL2を接続する。出
力端子３，４間にはコンデンサC3が接続されて
いる。本実施例においては、後述するようにトラ
ンジスタQ1，Q4のオン期間と、トランジスタ
Q2，Q3のオン期間に相違があつてもトランスＴ
の偏磁を生じ難く、安定した動作を可能とし、ス
イツチング素子（トランジスタ）の破壊を防止で
きる効果がある。また、ダイオードD1〜D4およ
びチヨークコイルL1，L2に流れる電流は、第１
図に示した従来例のダイオードD1，D2に流れる
電流の半分である。すなわち、小容量のダイオー
ドやチヨークコイルによつて大電流出力を得るこ
とができる効果がある。そのためにダイオード
D1〜D4の特性が全く同一のものを選定する必要
はない。さらに、ダイオードD1〜D4のカソード
はすべて共通に接続されているから、ヒートシン
クを取り付ける場合にダイオードと絶縁する必要
がなく、例えば４個のダイオードのケース電極
（通常カソード側である）を直接ヒートシンクに
取付けることが可能である。また、この場合ヒー
トシンク自体を正出力端子として使用することも
可能であり、実装を容易にし冷却効果も大である
という効果がある。
次に、本実施例の動作および偏磁が生じない理
由について説明する。入力端子１，２間に印加さ
れた直流電力は、トランジスタQ1，Q4とトラン
ジスタQ2，Q3が交互にオン、オフすることによ
つて、交流電力に変換され、トランスＴの２次巻
線S1およびS2から出力される。該２次出力は、ダ
イオードD1〜D4により整流され、チヨークコイ
ルL1，L2およびコンデンサC3によつて平滑化さ
れて、出力端子３，４から出力される。
由について説明する。入力端子１，２間に印加さ
れた直流電力は、トランジスタQ1，Q4とトラン
ジスタQ2，Q3が交互にオン、オフすることによ
つて、交流電力に変換され、トランスＴの２次巻
線S1およびS2から出力される。該２次出力は、ダ
イオードD1〜D4により整流され、チヨークコイ
ルL1，L2およびコンデンサC3によつて平滑化さ
れて、出力端子３，４から出力される。
いま、トランジスタQ2，Q3の導通時間をt1と
し、トランジスタQ1，Q4の導通時間をt2とす
る。また、これらのくり返し周期をＴとする。そ
して、トランジスタQ1〜Q4の電圧降下およびト
ランスＴ、ダイオードD1〜D4、チヨークコイル
L1，L2等の電圧降下を便宜上無視し、トランス
Ｔの２次巻線S1の電圧をＶS1、２次巻線S2の電圧
をＶS2、コンデンサC3の両端電圧をV0とすれ
ば、チヨークコイルL1，L2を流れる直流電流ＩL
１，ＩL2の交流分ΔＩL1およびΔＩL2は、トラン
ジスタQ2，Q3が導電時には、 ΔＩL1＝（ＶS1−V0）t1／L1 ……(1) トランジスタQ2，Q3が非導通時には、 ΔＩL1＝V0（Ｔ−t1）／L1 ……(2) トランジスタQ1，Q4が導通時には、 ΔＩL2＝（ＶS2−V0）t2／L2 ……(3) トランジスタQ1，Q4が非導通時には、 ΔＩL2＝V0（Ｔ−t2）／L2 ……(4) である。なお上式においては符号L1，L2は、チ
ヨークコイルL1，L2のインダクタンス値を表わ
すものとする。定常動作状態においては、(1)式と
(2)式とは等しいから、 ＶS1＝V0T／t1 ……(5) 同様に、 ＶS2＝V0T／t2 ……(6) である。従つて、 ＶS1t1＝ＶS2t2 ……(7) となる。２次巻線S1とS2の巻回数が等しいから、
トランジスタQ2，Q3のオン時においてトランス
Ｔの１次巻線にかかる電圧をＶP1とし、トランジ
スタQ1，Q4のオン時にトランスＴの１次巻線に
かかる電圧をＶP2とすれば、１次巻線電圧ＶP1，
ＶP2についても同様な関係が成立する。すなわ
ち、 ＶP1t1＝ＶP2t2 ………(8) 今、トランスＴの１次巻線に印加される電圧が矩
形波である場合、トランスコアの磁束密度は、印
加電圧と印加時間の積に比例する。従つて(8)式は
トランジスタQ2，Q3の導通時間にトランスコア
中に生じた磁束と、トランジスタQ1，Q4の導通
期間に逆方向に励磁されて生じる磁束とが等しい
ことを意味し、導通時間t1とt2が等しくない場合
でも偏磁を生じないことを意味する。従つて、ト
ランジスタQ1〜Q4の特性の相違や制御パルスの
不等長等によつて偏磁を生じないという効果があ
る。すなわち、トランスコアの飽和等によつて不
安定となり、トランジスタQ1〜Q4等を破壊する
おそれがない。上述のトランス１次巻線にかかる
電圧ＶP1，ＶP2は、電源電圧とコンデンサC2の両
端電圧の和と平衡している。一方、トランジスタ
Q1，Q4の導通期間にコンデンサC2に流入する電
流をi2とし、トランジスタQ2，Q3が導通時にコン
デンサC2から流出する電流をi1とすると、 i1t1＝i2t2 ……(9) である。一方、前記(7)、(8)式は、チヨークコイル
L1，L2に流れる電流値には無関係であり、従つ
て、第２図の回路は、(7)、(8)式が成立するよう
に、チヨークコイルL1，L2の電流の和（負荷電
流）が一定となる範囲で自由に分坦率が変化する
ことを意味するが、チヨークコイルL1，L2の電
流値の１／ｎ（ｎは１次巻線と２次巻線S1，S2と
の巻回数比）の電流i1，i2が最終的には(9)式で定
まる値をとることが判る。すなわち、導通期間
t1，t2の差は、コンデンサC2の流入、流出電流の
差として現われ、これによつて、負荷分担が定ま
る。一定トランスＴの１次巻線に各期間中に印加
される電圧は(8)式の関係を満足するから偏磁が生
じない。
し、トランジスタQ1，Q4の導通時間をt2とす
る。また、これらのくり返し周期をＴとする。そ
して、トランジスタQ1〜Q4の電圧降下およびト
ランスＴ、ダイオードD1〜D4、チヨークコイル
L1，L2等の電圧降下を便宜上無視し、トランス
Ｔの２次巻線S1の電圧をＶS1、２次巻線S2の電圧
をＶS2、コンデンサC3の両端電圧をV0とすれ
ば、チヨークコイルL1，L2を流れる直流電流ＩL
１，ＩL2の交流分ΔＩL1およびΔＩL2は、トラン
ジスタQ2，Q3が導電時には、 ΔＩL1＝（ＶS1−V0）t1／L1 ……(1) トランジスタQ2，Q3が非導通時には、 ΔＩL1＝V0（Ｔ−t1）／L1 ……(2) トランジスタQ1，Q4が導通時には、 ΔＩL2＝（ＶS2−V0）t2／L2 ……(3) トランジスタQ1，Q4が非導通時には、 ΔＩL2＝V0（Ｔ−t2）／L2 ……(4) である。なお上式においては符号L1，L2は、チ
ヨークコイルL1，L2のインダクタンス値を表わ
すものとする。定常動作状態においては、(1)式と
(2)式とは等しいから、 ＶS1＝V0T／t1 ……(5) 同様に、 ＶS2＝V0T／t2 ……(6) である。従つて、 ＶS1t1＝ＶS2t2 ……(7) となる。２次巻線S1とS2の巻回数が等しいから、
トランジスタQ2，Q3のオン時においてトランス
Ｔの１次巻線にかかる電圧をＶP1とし、トランジ
スタQ1，Q4のオン時にトランスＴの１次巻線に
かかる電圧をＶP2とすれば、１次巻線電圧ＶP1，
ＶP2についても同様な関係が成立する。すなわ
ち、 ＶP1t1＝ＶP2t2 ………(8) 今、トランスＴの１次巻線に印加される電圧が矩
形波である場合、トランスコアの磁束密度は、印
加電圧と印加時間の積に比例する。従つて(8)式は
トランジスタQ2，Q3の導通時間にトランスコア
中に生じた磁束と、トランジスタQ1，Q4の導通
期間に逆方向に励磁されて生じる磁束とが等しい
ことを意味し、導通時間t1とt2が等しくない場合
でも偏磁を生じないことを意味する。従つて、ト
ランジスタQ1〜Q4の特性の相違や制御パルスの
不等長等によつて偏磁を生じないという効果があ
る。すなわち、トランスコアの飽和等によつて不
安定となり、トランジスタQ1〜Q4等を破壊する
おそれがない。上述のトランス１次巻線にかかる
電圧ＶP1，ＶP2は、電源電圧とコンデンサC2の両
端電圧の和と平衡している。一方、トランジスタ
Q1，Q4の導通期間にコンデンサC2に流入する電
流をi2とし、トランジスタQ2，Q3が導通時にコン
デンサC2から流出する電流をi1とすると、 i1t1＝i2t2 ……(9) である。一方、前記(7)、(8)式は、チヨークコイル
L1，L2に流れる電流値には無関係であり、従つ
て、第２図の回路は、(7)、(8)式が成立するよう
に、チヨークコイルL1，L2の電流の和（負荷電
流）が一定となる範囲で自由に分坦率が変化する
ことを意味するが、チヨークコイルL1，L2の電
流値の１／ｎ（ｎは１次巻線と２次巻線S1，S2と
の巻回数比）の電流i1，i2が最終的には(9)式で定
まる値をとることが判る。すなわち、導通期間
t1，t2の差は、コンデンサC2の流入、流出電流の
差として現われ、これによつて、負荷分担が定ま
る。一定トランスＴの１次巻線に各期間中に印加
される電圧は(8)式の関係を満足するから偏磁が生
じない。
なお、上述において、コンデンサC2の値は、
本発明の動作原理を左右するものではないが、コ
ンデンサC2の値が大きすぎると安定動作に至る
までに時間がかかり、入力電圧又は出力電流の急
変時等にトランジスタQ1〜Q4に過大な負担がか
かる可能性がある。逆に、コンデンサC2が過小
の場合は、トランスＴの１次電流が正弦波に近づ
き、ピーク電流が増加することによりトランジス
タQ1〜Q4の負担が大きくなる。
本発明の動作原理を左右するものではないが、コ
ンデンサC2の値が大きすぎると安定動作に至る
までに時間がかかり、入力電圧又は出力電流の急
変時等にトランジスタQ1〜Q4に過大な負担がか
かる可能性がある。逆に、コンデンサC2が過小
の場合は、トランスＴの１次電流が正弦波に近づ
き、ピーク電流が増加することによりトランジス
タQ1〜Q4の負担が大きくなる。
また、チヨークコイルL1，L2に流れる電流は
負荷電流の約半分であり、さらに、ダイオード
D1，D2に流れる電流はチヨークコイルL1に流れ
る電流に等しい。ダイオードD3，D4の電流はチ
ヨークコイルL2に流れる電流に等しい。従つ
て、これらの素子は従来例の素子に比して電流容
量が半分ですむという効果がある。そのためにダ
イオードD1〜D4の特性を特にそろえる必要はな
い。
負荷電流の約半分であり、さらに、ダイオード
D1，D2に流れる電流はチヨークコイルL1に流れ
る電流に等しい。ダイオードD3，D4の電流はチ
ヨークコイルL2に流れる電流に等しい。従つ
て、これらの素子は従来例の素子に比して電流容
量が半分ですむという効果がある。そのためにダ
イオードD1〜D4の特性を特にそろえる必要はな
い。
また、ダイオードD1〜D4のカソードはすべて
共通に接続されているから、ヒートシンクを取付
ける場合にダイオードの電極に直づけにすること
ができる。この場合該ヒートシンクを出力端子と
して利用できることは勿論である。従つて、実装
が容易となるという効果がある。
共通に接続されているから、ヒートシンクを取付
ける場合にダイオードの電極に直づけにすること
ができる。この場合該ヒートシンクを出力端子と
して利用できることは勿論である。従つて、実装
が容易となるという効果がある。
以上のように、本発明においては、電力変換ト
ランスの２次巻線を独立に２つ設け、各々の巻線
出力を整流して別個のチヨークコイルを通して負
荷電流を供給するように構成したから、前記電力
変換トランスの１次巻線にかかる電圧と印加時間
の積が各期間において等しくなり、電力変換トラ
ンスの偏磁を生じないという効果がある。従つ
て、安定動作が可能であり、スイツチング素子を
破壊させることがない。また、上記２つの２次巻
線出力から別々のチヨークコイルによつて負荷電
流を供給するから、各チヨークコイルに流れる電
流は負荷電流の約半分となる。そして、各整流ダ
イオードに流れる電流も1/2となり、そのために
ダイオード特性を特に揃える必要はないから素子
の選定が容易である。また、各ダイオードのカソ
ードはすべて共通に接続された構成であるから、
１つのヒートシンクに各ダイオードを直づけする
ことが可能であり、さらに該ヒートシンクを出力
端子として利用することも可能である。すなわ
ち、部品の選定を容易とし、実装配置が比較的簡
単に行なえるという効果がある。
ランスの２次巻線を独立に２つ設け、各々の巻線
出力を整流して別個のチヨークコイルを通して負
荷電流を供給するように構成したから、前記電力
変換トランスの１次巻線にかかる電圧と印加時間
の積が各期間において等しくなり、電力変換トラ
ンスの偏磁を生じないという効果がある。従つ
て、安定動作が可能であり、スイツチング素子を
破壊させることがない。また、上記２つの２次巻
線出力から別々のチヨークコイルによつて負荷電
流を供給するから、各チヨークコイルに流れる電
流は負荷電流の約半分となる。そして、各整流ダ
イオードに流れる電流も1/2となり、そのために
ダイオード特性を特に揃える必要はないから素子
の選定が容易である。また、各ダイオードのカソ
ードはすべて共通に接続された構成であるから、
１つのヒートシンクに各ダイオードを直づけする
ことが可能であり、さらに該ヒートシンクを出力
端子として利用することも可能である。すなわ
ち、部品の選定を容易とし、実装配置が比較的簡
単に行なえるという効果がある。
第１図は従来のフルブリツジ形の電源回路の一
例を示す回路図、第２図は本発明の一実施例を示
す回路図である。 図において、１，２……入力端子、３，４……
出力端子、５〜８……ゲート端子、C1〜C3……
コンデンサ、Q1〜Q4……トランジスタ、Ｔ……
電力変換トランス、D1〜D4……ダイオード、
Ｌ，L1，L2……チヨークコイル、Ｐ……電力変
換トランスの１次巻線、Ｓ，S1，S2……電力変換
トランスの２次巻線。
例を示す回路図、第２図は本発明の一実施例を示
す回路図である。 図において、１，２……入力端子、３，４……
出力端子、５〜８……ゲート端子、C1〜C3……
コンデンサ、Q1〜Q4……トランジスタ、Ｔ……
電力変換トランス、D1〜D4……ダイオード、
Ｌ，L1，L2……チヨークコイル、Ｐ……電力変
換トランスの１次巻線、Ｓ，S1，S2……電力変換
トランスの２次巻線。
Claims (1)
- １ 電源正負間に接続され制御信号により相補的
にオン、オフする第１および第２のスイツチング
素子の直列接続回路と、同様な第３および第４の
スイツチング素子の直列接続回路と、前記第１と
第２のスイツチング素子の直列接続点と前記第３
と第４のスイツチング素子の直列接続点との間に
接続されたコンデンサおよび電力変換トランスの
１次巻線の直列接続回路と、前記電力変換トラン
スの２次巻線出力を整流する出力回路とを備えた
電源回路において、前記電力変換トランスの２次
巻線は同一巻回数の第１および第２の２次巻線で
構成し、該第１および第２の２次巻線の巻始めお
よび巻終りにそれぞれのアノードを接続しカソー
ドは共通に接続して正出力端子に接続された４個
のダイオードと、負出力端子と前記第１の２次巻
線の巻終りとの間に接続された第１のチヨークコ
イルと、負出力端子と前記第２の２次巻線の巻始
めとの間に接続された第２のチヨークコイルと、
正負出力端子間に接続されたコンデンサとを備え
たことを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4082982A JPS58159663A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4082982A JPS58159663A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58159663A JPS58159663A (ja) | 1983-09-22 |
| JPS6232702B2 true JPS6232702B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=12591536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4082982A Granted JPS58159663A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58159663A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03172644A (ja) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Nissan Motor Co Ltd | 車両用プロペラシャフト |
-
1982
- 1982-03-17 JP JP4082982A patent/JPS58159663A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03172644A (ja) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Nissan Motor Co Ltd | 車両用プロペラシャフト |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58159663A (ja) | 1983-09-22 |
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