JPS6234082B2

JPS6234082B2 -

Info

Publication number: JPS6234082B2
Application number: JP6999581A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Yamane; Toshitatsu Suzuki
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1981-05-09
Filing date: 1981-05-09
Publication date: 1987-07-24
Also published as: JPS57192815A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、カメラ等に用いる距離検出装置に関
するものである。

いわゆるコンパクトカメラ等におけるオートフ
オーカス（自動焦点調整）の測距方式としては外
光を利用するパツシブ方式による二重像合致方式
が主流となつている。しかしながら、このパツシ
プ方式による二重像合致方式は、一方の像の他方
の像に対する相対位置を変化させるための可動ミ
ラーを用いることが不可欠な要素となつており、
この可動ミラーを用いることによる耐久性の悪
さ、および二重像合致方式であるため被写体（測
距対象）のコントラスト情報により測距を行なつ
ているので被写体依存性が強く、コントラストの
悪い被写体の測距や暗いときの測距能力の低さと
いつた問題点があつた。また、このような可動部
をもつ方式は調整が複雑化し調整に多くの手間を
要する。

また、測距側装置自体から光等を発するアクテ
イブ方式による三角測量方式を用いたものは、上
述した被写体依存性については改善されるもの
の、赤外光等の発光部または受光部を回動させる
などの可動部を有するものはやはり上述の耐久性
の悪さ、調整の複雑化等の問題は避けられない。

これに対して、アクテイブ方式による三角測量
方式を用いたもので、可動部のないものとして第
１図に示すようなものがある。これは、発光部１
から投射した赤外光等の光を測距対象２（２ａ，
２ｂ，２ｃ，２ｄ等）で反射させこの反射光が複
数個例えば４個の受光素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３
ｄからなる受光部３のどの受光素子で受光された
かによつて測距対象の距離を知るものである。

この方式は可動部もなく、耐久性、調整等の点
でもほとんど問題がないといえる。しかしなが
ら、この場合は受光部３が量子化されているため
距離分解能がそれで制限されてしまうという致命
的な問題がある。例えば、第１図のように４個の
受光素子３ａ〜３ｄからなる受光部３とした場
合、仮に各受光素子３ａ〜３ｄの中間位置を含め
ても７個のゾーンしかとることができず、誤差を
考慮すればこれよりもさらに悪くなると予想され
る。

一方、アクテイブ方式の一種として超音波を発
射し測距対象による反射波を受信し送受に要する
時間から測距対象の距離を測定する超音波方式が
あり、これは純電気的な処理のみによつて測定す
るため処理は容易であるが、高出力の発信が必要
で大きな電源を必要とし、例えばコンパクトカメ
ラ等に用いられる電源では有効な超音波の発信が
困難である。また、超音波が測距対象以外の物体
にあたつて測距精度が低下するのを防止するため
には指向性をよくする必要があるが、そのために
は超音波の送受信面の面積を大きくしなければな
らず、この点もコンパクトカメラ等には大きな問
題となる。

これに対して、さほど大きな電力を要せず調整
も容易、耐久性も良好でしかも高い距離分解能が
得られるものとして、次に述べるような距離検出
装置が考えられる。

すなわち、この距離検出装置は、測距対象にパ
ルス光を投射する光源と、前記測距対象による前
記パルス光の反射光スポツトが結像される個所に
設けられ前記光源との視差に基づく前記測距対象
の距離に応じた入射スポツトの位置を前記距離の
変化による位置変化方向について連続的に検出し
検出位置に応じた相互電流比を有する第１および
第２の電流出力を得る半導体光位置検出器（以下
「PSD」と略称する）と、このPSDの前記第１の
電流出力を受け前記パルス光による前記第１の電
流出力の変動分を対数変換して出力する第１の検
出回路と、前記PSDの前記第２の電流出力を受け
前記パルス光による前記第２の電流出力の変動分
を対数変換して出力する第２の検出回路と、これ
ら第１および第２の検出回路から出力された対数
変換された前記第１および第２の電流出力の変動
分の差をとつて距離検出信号を得る差分検出回路
とを具備したものである。

この距離検出装置について第２図〜第６図を参
照して詳細に説明する。

第２図において、４はパルス発光器である。こ
のパルス発光器４としては眼に見えないことと
PSD５の感度の点から赤外光を発生するものが望
ましい。パルス発光器４から発したパルス光は投
光レンズ６を通して測距対象である被写体７（７
ａ，７ｂ，７ｃ等）に投射される。被写体７で反
射されたパルス光すなわち反射光は受光レンズ８
を介して前記PSD５に入射結像される。このPSD
５はイオン注入技術を用いて製造された一次元の
連続的な位置分解能を有するプレナー型のPINフ
オトダイオードであり“position sensitive
detectors”と称されるものである。この種の素
子としては一次元タイプと二次元タイプとがある
が、要は一次元の位置検出を行なえばよいのでい
ずれのタイプでもよい。図示のように被写体７の
位置７ａに対してPSD５の５ａ，７ｂに対して５
ｂ，…無限遠に対して５ｄの位置にそれぞれ反射
光スポツトが結像される。このPSD５は光スポツ
トの入射位置を２つの電流出力の割合から知るこ
とができるものであり、例えば第３図ａのように
PSD５の受光面の中央位置S₁に光スポツトが入射
した場合２つの電流出力Ｉ_L1とＩ_L2の割合はＩ_L
_１／Ｉ_L2＝１となり、同図ｂのような位置S₂に入
射した場合はＩ_L1／Ｉ_L2＝1/2、同図ｃのような
位置S₃に入射した場合Ｉ_L1／Ｉ_L2＝２となる。

今第２図において、投光レンズ６と受光レンズ
８との間の距離つまり基線長をｌとし、受光レン
ズ８からPSD５までの距離をｆ、投光レンズ６か
ら被写体７までの距離をＴ、それに対するPSD５
上の光スポツトの無限遠に対応する位置５ｄから
の距離をＰとすればＴ＝ｆ・ｌ／Ｐ ……(1) が成立する。PSD５に結像された光スポツトの位
置がPSD５から得られる２つの電流出力の割合に
対応していることから、これら２つの電流出力か
ら被写体距離Ｔの情報を得ることができる。

ここで、被写体距離ＴとPSD５の検出電流比Ｉ
_L1／Ｉ_L2との関係を求めてみると、PSD５の全長
を単位長（つまり１）とすれば、Ｔ・Ｉ_Ｌ１／Ｉ_Ｌ１＋Ｉ_Ｌ２＝ｆ・ｌ ……(2) より、となり、第４図に示すようなｙ＝１／ｘ＋Ｋの関係であることがわかる。

ところで、真暗な場所における測距であれば問
題ないが、一般の写真撮影時等にはパルス発光器
４によるパルス光よりもはるかに高い光量の定常
光が存在するため前記パルス光の反射光の抽出が
できなくなつてしまう。そこでこの場合PSD５の
第１の電流出力を受ける第１の検出回路９および
PSD５の第２の電流出力を受ける第２の検出回路
１０により定常光の影響を除去し、パルス光の反
射光のみによる光電流の変動分をそれぞれ対数変
換して抽出し差分検出回路１１でこれらの差を取
つてPSD５の第１と第２の電流出力の電流比に対
応する距離検出信号を出力するようにしている。

第５図にPSD５と第１、第２の検出回路１０，
１１の検出ヘツド部を示す。

第５図ではPSD５を等価回路で示しており、５
―１は表面抵抗、５―２は並列抵抗、５―３は接
合容量、５―４は理想ダイオード、５―５は電流
源である。PSD５から発生した光電流Ｉ_L1および
Ｉ_L2はそれぞれ対数変換トランジスタTr₁と演算
増幅器OA₁および対数変換トランジスタTr₂と演
算増幅器OA₂からなる対数変換部LA₁およびLA₂
で対数変換され次のような出力Ｖ_L1およびＶ_L2と
して出力される。

Ｖ_L1＝−ｋＴ／ｑ・lnＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ ……(4) Ｖ_L2＝−ｋＴ／ｑ・lnＩ_Ｌ２／Ｉ_Ｓ ……(5) （但し、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、
ｑ：電子の電荷、Ｉ_S：トランジスタTr₁，Tr₂の
エミツタ飽和電流である。）このように対数変換を行なう理由は、ダイナミ
ツクレンジを広くとれるようにするためと、単に
差をとることによつて容易に両出力の割合を算出
できるようにするためである。

次に、このようにして得られた対数変換出力Ｖ
_L1，Ｖ_L2から定常光による影響を除去するための
回路を含む検出回路の構成を第６図に示す。

第６図はPSD５の第１の電流出力Ｉ_L1および第
２の電流出力Ｉ_L2のいずれに対しても設けられる
が、ここでは一方のＩ_L1側の第１の検出回路９の
みを示す。Ｉ_L2側についてもこれと全く同様の構
成を有する第２の検出回路１０が設けられる。第
６図において、定常状態において定常光電流Ｉ_L1
ｒがトランジスタTr₁に流れるがトランジスタ
Tr₃にもトランジスタTr₄を介して同じ電流が流
れる。このとき、スイツチSW₁は閉じており、演
算増幅器OA₃にはボルテージフオロワを構成する
演算増幅器OA₄、トランジスタTr₅，Tr₄を介し
てフイードバツクがかかつているから図示Ａ点の
電位はVbなる電圧の与えられている図示Ｂ点の
電位に固定されている。

次にパルス発光器４によりパルス光を発生させ
ると同時にスイツチSW₁を開く。このとき、トラ
ンジスタTr₄のベース電位はコンデンサC₁により
上記定常状態のときと等しい値に保持されてお
り、定常光電流Ｉ_L1rが依然としてトランジスタ
Tr₄からトランジスタTr₃に供給されたままとな
る。そして、パルス光の反射光をとらえた光電流
Ｉ_L1の変動分ΔＩ_L1はダイオードD₁を介してＢ点
からトランジスタTr₃に供給される。よつて、Ａ
点の電位Va₁は、 Va₁＝Vb−ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ ……(6) （但し、この場合のＩ_SはダイオードD₁の逆方
向電流である。）となる。こうして、光電流Ｉ_L1の変動分ΔＩ_L1の
みを抽出することができる。このVa₁と同様の光
電流Ｉ_L2の変動分ΔＩ_L2に対応するVa₂がPSD５
の第２の光電流出力Ｉ_L2側の第２の検出回路１０
で求められるから、差分検出回路１１でこれらの
差をとることによつて Va₁−Va₂＝ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ −ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ２／Ｉ_Ｓ＝ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ
１／ΔＩ_Ｌ２……(7) となり、パルス光の反射光による光電流の割合の
みが求められる。

このような構成とすれば、パルス光による光電
流の変動分のみを検出して測距を行なうことがで
きる。

しかしながら上述の第６図に示した構成の第１
の検出回路は、理想的な状態では特に問題はない
が、トランジスタTr₄として用いているPNPトラ
ンジスタのコレクタ―エミツタ間電圧Ｖ_CE―コレ
クタ電流Ic特性は第７図に示すようにＶ_CEがΔＶ
だけ変化するとIcも図示ΔＩのようにわずかなが
ら変化する。したがつて、例えば定常状態でVb
の電位をOVとしパルス発光時に前記PNPトラン
ジスタTr₄のコレクタ電圧Vcが―2Vまで下つた
とすれば、Ｖ_CEの変化分は2Vとなり、Icの変動
は相当大きな値となる。この現象は定常光の光量
が多ければ多いほど問題が大きくなる。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたも
ので、PSD出力からパルス光による変動分のみを
対数変換する第１および第２の検出回路部分につ
いて、上述したトランジスタの特性に絡む不具合
を除去し、安定化を図つた距離検出装置を提供す
ることを目的としている。

すなわち、本発明の特徴とするところから、第
１および第２の検出回路を、それぞれ、入力電流
信号がコレクタに供給される対数圧縮用の第１の
トランジスタと、この第１のトランジスタのコレ
クタが反転入力端に接続されエミツタが出力端に
接続された第１の演算増幅器と、この第１の演算
増幅器の出力端にエミツタが接続された第２のト
ランジスタと、この第２のトランジスタのコレク
タが反転入力端に接続された第２の演算増幅器
と、この第２の演算増幅器の出力電圧を制御電圧
としこの電圧に応じて前記第２のトランジスタの
コレクタに電流供給を行なう電流供給回路と、こ
の電流供給回路に対する前記制御電圧をホールド
するコンデンサと、前記光源のパルス光受光時に
のみ前記第２の演算増幅器の出力から前記入力電
流信号の変動分に対応する電流を前記第２のトラ
ンジスタのコレクタに供給しその電流値の対数に
対応する電圧降下を生ずるダイオードまたは第３
のトランジスタとを備え、前記第２の演算増幅器
の出力端から検出出力をとり出す構成とすること
にある。

以下このような本発明の実施例について図面を
参照しながら説明する。

第８図に本発明の第１の実施例における要部で
ある第１および第２の検出回路の構成を示す。な
お、第１および第２の検出回路９，１０は全く同
様に構成されるため、ここでは第１の検出回路９
の構成のみを示している。

第８図に示すように、PSD５の第１の電流出力
Ｉ_L1は対数圧縮トランジスタTr₁と演算増幅器
OA₁からなる対数変換部LA₁の対数圧縮トランジ
スタTr₁を通して対数変換され(4)式に示したＶ_L1
＝−ｋＴ／ｑ・lnＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓなる出力となる。前記電
流Ｉ_L1と同じ電流はＮ―MOS FET（Ｎ―MOS電界効果
型トランジスタ）FT₁を通して電源＋Vccから流
れ、伸長トランジスタTr₃によつて伸長される。
このとき、トランジスタTr₃のベース電位をトラ
ンジスタTr₁のベース電位よりも約60mV高くす
れば10倍の伸長電流が得られ、また、トランジス
タTr₃のエミツタ面積をトランジスタTr₁の２倍
にすれば２倍の伸長電流が得られることになる。
ここでは、特に伸長していない（１倍伸長）もの
として説明する。

そして、定常状態ではスイツチSW₂は閉じ、ス
イツチSW₃は開いている。したがつてＮ―MOS
FET FT₁のソース電位は、演算増幅器OA₅に帰
還がかかつているため該演算増幅器OA₅の非反転
入力端の電位Vcに固定されている。

次にパルス光が射出されると同時にスイツチ
SW₂を開き、スイツチSW₃を閉じる。定常光入射
時にコンデンサC₂に蓄積された電荷によつてＮ
―MOS FET FT₁のゲート電位が固定されてい
るため、定常光電流Ｉ_L1ｒ分はこのFET FT₁に
よつてトランジスタTr₃に供給される。パルス光
による電流変化分ΔＩ_L1はダイオードD₂を通して
演算増幅器OA₅から供給される。このとき演算増
幅器OA₅はダイオードD₂を介してのループで帰還
がかかつているためFET FT₁のゲート―ソース
間電圧Ｖ_GSは変化しない。この状態を演算増幅器
OA₅の出力端から導出した出力Voについて検討
すれば第９図のように変化することがわかる。つ
まり定常状態では Vo₁＝Vc＋Ｖ_GS（Ｉ_D＝Ｉ_LS） ……(8) であり、パルス光が送受されると、 Vo₁＝Vc＋ｋＴ／ｑln（ΔＬ_L1／Ｉ_S） ……(9) （但し、Ｉ_SはダイオードD₂の逆方向電流であ
る。）になることがわかる。

PSD５の第２の電流出力Ｉ_L2側にも全く同様に
構成された第２の検出回路１０がありその出力を
Vo₂とする。

このようにして得られた出力Vo₁とVo₂は第１
０図に示す差分検出回路１１に与えられる。第１
０図において信号Vo₁とVo₂は差動増幅器として
構成された演算増幅器OA₆に導かれて次のような
電圧信号Ｖ_DOを得る。

Ｖ_DO＝Vo₁−Vo₂ ＝Vc＋ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ−（Vc＋ｋＴ／ｑln
ΔＩ_Ｌ２／Ｉ_Ｓ）＝ｋＴ／ｑln（ΔＩ_L1／ΔＩ_L2） ……(10) こうして距離に対応する電流比が電圧値Ｖ_DOと
して得られることになる。この電圧Ｖ_DOは例えば
第１０図に示したサンプルスイツチSW₄、ホール
デイングコンデンサC₃およびバツフアとしての
ボルテージフオロワを構成する演算増幅器OA₇か
らなるサンプルーホールド回路部SHによつてパ
ルス光の発光期間中にサンプルアンドホールドす
ればよいが、例えば発光素子として発光ダイオー
ド等を用いる場合には接合部の温度上昇により発
光効率が大幅に低下するため発光直後にサンプリ
ングする方がよい結果が得られる。この発光直後
にサンプリングする方式は周囲光源に電源の周期
成分（脈動光成分）がのるような場合にも有効で
ある。

サンプリングされた出力は距離に比例した電圧
を有しているので、そのまま距離信号として利用
して自動焦点調整制御や表示等に用いてもよく、
またコンパレータ等を用い適宜なるレベル毎に複
数の距離ゾーンに分割した信号に変換して用いて
もよい。

以上のようにして、定常光の影響を効果的にし
かも安定に除去することができ、高精度の測距が
可能となる。また、第１、第２の検出回路に用い
た構成ではIC化に適さない接合型FETに等を用
いておらず、MOSFET、バイポーラトランジス
タ、演算増幅器、ダイオード等で構成しているの
でIC化も容易である。

なお、本発明は上述した実施例に限定されるも
のではなく、各種の変形実施が可能である。

例えば本発明の第２の実施例として、第１１図
に示すように第８図のＮ―MOS FET FT₁に代
えボルテージフオロワとして構成した演算増幅器
OA₈とNPNトランジスタTr₆との組合せ構成を用
いてもよい。このような構成では、IC化する場
合はバイポーラプロセスでよいことになり、IC
化が容易になる。

本発明の第３の実施例として、第１２図に示す
ようにやはり第８図のＮ―MOS FET FT₁に代
えてNPNトランジスタTr₇，Tr₈のダーリントン
接続による構成を用いてもよい。この場合も上記
第２の実施例とほぼ同様の利点がある。

さらに第４の実施例として第８図における演算
増幅器OA₅の機能を第１３図に示すように２個の
演算増幅器OA₉，OA₁₀で分担する構成とするこ
とが考えられる。

第１３図において、定常状態ではスイツチSW₂
を閉じておき、また演算増幅器OA₉の非反転入力
端への入力電圧Vxは演算増幅器OA₁₀の非反転入
力端への入力電圧Vrefより低く設定し、出力電
圧Vo′を“Ｌ”（ローレベル）としておく。こう
すれば対数圧縮ダイオードD₃を通して電流が流
れることはなく、Ｎ―MOS FET FT₁を通して
トランジスタTr₃に電流が流れている。そして、
パルス光を投射すると同時にスイツチSW₂を開き
VxをVrefに等しい値とする。このようにするこ
とによつてパルス光による電流はダイオードD₃
を通して流れ出力Vo′としては Vo′＝Vref＋ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ ……(11) （但し、Ｉ_SはダイオードD₃の逆方向電流であ
る。）なる電圧が得られる。

なお、この第１３図の構成において、スイツチ
SW₂はパルス発光が極めて短時間である場合は、
系の時定数を大きくとることで省略できるから、
高抵抗におきかえることが可能である。

また、第８図の構成において、ダイオードD₂
をそのまま用いると演算増幅器OA₅のオフセツト
電圧が出力にあらわれる。つまりオフセツト量を
VofとしダイオードD₂の電圧降下をＶ_Dとすれ
ば、 Vo＝Vc＋Vof＋Ｖ_D ……(12) となる。このときPSD５の両側の第１、第２の検
出回路でオフセツト電圧に相違があると、差分処
理後の出力が誤差が大きくなる。そこで本発明の
第５の実施例として、第１４図に示すように第８
図のダイオードD₂に代えてPNPトランジスタTr₉
を用いる構成とすれば上述の問題は解決され Vo＝Ｖ_BE＝ｋＴ／ｑlnΔＩ_Ｌ１／Ｉ_Ｓ……(13) （但し、Ｖ_BEはトランジスタTr₉のベースーエ
ミツタ間電圧である。）なる出力が得られる。なお、このときスイツチ
SW₅はパルス発光時のみ閉じるようにする。その
理由は、トランジスタTr₉のベースを常に接地し
たままにしておくとトランジスタTr₉のコレクタ
ーベース間に定常状態で電流が流れることになる
からである。

以上詳述したように本発明によれば、PSD出力
からパルス光による変動分のみを対数変換する第
１および第２の検出回路部分についてトランジス
タの特性に絡む不具合を除去し、安定化を図つた
距離検出装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第７図は従来技術およびその問題点を
説明するための図、第８図は本発明の第１の実施
例の要部構成を示す回路図、第９図は同実施例の
動作を説明するための動作波形図、第１０図は同
実施例の他の要部構成を示す回路図、第１１図、
第１２図、第１３図および第１４図はそれぞれ本
発明の第２、第３、第４および第５図の実施例の
要部構成を示す回路図である。 OA₁，OA₅〜OA₁₀……演算増幅器、Tr₁，
Tr₃，Tr₆〜Tr₉……トランジスタ、FT₁……MOS
FET、SW₂〜SW₅……スイツチ、D₂，D₃……ダ
イオード、C₂，C₃……コンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

１測距対象にパルス光を投射する光源と、前記
測距対象による前記パルス光の反射光スポツトが
結像される個所に設けられ前記光源との視差に基
づく前記測距対象の距離に応じた入射スポツトの
位置を前記距離の変化による位置変化方向につい
て連続的に検出し検出位置に応じた相互電流比を
有する第１および第２の電流出力を得る半導体光
位置検出器と、この半導体光位置検出器の前記第
１の電流出力を受け前記パルス光による前記第１
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第１
の検出回路と、前記半導体光位置検出器の前記第
２の電流出力を受け前記パルス光による前記第２
の電流出力の変動分を対数変換して出力する第２
の検出回路と、これら第１および第２の検出回路
から出力された対数変換された前記第１および第
２の電流出力の変動分の差をとつて距離検出信号
を得る差分検出回路とを具備した距離検出回路に
おいて、前記第１および第２の検出回路をそれぞ
れ、入力電流信号がコレクタに供給される対数圧
縮用の第１のトランジスタと、この第１のトラン
ジスタのコレクタが反転入力端に接続されエミツ
タが出力端に接続された第１の演算増幅器と、こ
の第１の演算増幅器の出力端にエミツタが接続さ
れた第２のトランジスタと、この第２のトランジ
スタのコレクタが反転入力端に接続された第２の
演算増幅器と、この第２の演算増幅器の出力電圧
を制御電圧としこの電圧に応じて前記第２のトラ
ンジスタのコレクタに電流供給を行なう電流供給
回路と、この電流供給回路に対する前記制御電圧
をホールドするコンデンサと、前記光源のパルス
光受光時にのみ前記第２の演算増幅器の出力から
前記入力電流信号の変動分に対応する電流を前記
第２のトランジスタのコレクタに供給しその電流
値の対数に対応する電圧降下を生ずるダイオード
または第３のトランジスタとを備え、前記第２の
演算増幅器の出力端から出力をとり出す構成とし
たことを特徴とする距離検出装置。