JPH04204011A - 距離検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、距離検出装置に関し、より詳細には、測距対
象に光源から照射したパルス光の反射光スポットが結像
される位置に設けられ、上記光源との視差に基づく上記
測距対象の距離に応じた入射光スポットの位置を上記距
離の変化による位置変化方向について連続的に検出し、
検出位置に応じた相互電流比を有する第１および第２の
電流出力を得る半導体光位置検出器を用いた距離検出装
置に関するものである。

〔従来の技術〕

いわゆるコンパクトカメラなどにおけるオートフォーカ
ス（自動焦点調整）の測距方式として、外光を利用する
パッシブ方式による二重像合致方式を採用したものがあ
る。

しかしながら、このパッシブ方式による二重像合致方式
は、一方の像の他方の像に対する相対位置を変化させる
ための可動ミラーを用いることが不可欠の要素となって
おり、可動ミラーを用いることによる耐久性の低さ、お
よび二重像合致方式であるため被写体（測距対象）のコ
ントラスト情報により測距を行っているので被写体依存
性が強く、コントラストの小さい測距対象の測距や、暗
いときの測距能力の低さといった問題点があった。

また、このような可動部をもつ方式は、調整が複雑化し
、調整に多くの手間を要するという欠点があった。

一方、測距側の装置自体から光などを発するアクティブ
方式による三角測量方式を用いたものは、上述した被写
体依存性については、改善されるものの、赤外光などの
発光部または受光部を回動させるなどの可動部を有する
ものは、やはり上述の耐久性の低さ、調整の複雑化など
の問題は避けられない。

これに対して、アクティブ方式による三角測量方式を用
いたもので、可動部のないものとしては、発光部から投
射した赤外光などの光を測距対象で反射させ、この反射
光が複数個の受光素子からなる受光部のどの受光素子で
受光されたかによって、測距対象の距離を知るようにし
たものがある。

この方式の場合は、可動部もなく、耐久性、調整などの
点でもほとんど問題がないといえる。

しかしながら、この場合は、受光部が量子化されている
ため、距離分解能が受光素子の数で制限されてしまうと
いう致命的な問題がある。

さらに、アクティブ方式の一種として、超音波を発射し
て、測距対象による反射波を受波し、送波から受波まで
に要する時間がら測距対象の距離を測定する超音波方式
がある。

この場合は、純電気的な処理のみによって測距するため
、処理は容易であるが、高畠カの送波出力を要し、この
ため大きな電源を必要とし、コンパクトカメラなどに用
いられる電源では、有効な超音波の送波が困難である。

また、超音波が測距対象外の物体に送波されて測距精度
が低下するのを防止するためには、指向性をよくする必
要があるが、そのためには、超音波の送受波面一の面積
を大きくしなければならず。

コンパクトカメラなどに適用する場合には、大きな問題
となる。

これに対し、さほど大きな電力を要せず、調整も容易で
あり、耐久性も良好で、しかも高い距離分解能が得られ
るものとして、以下に述べる距離検出装置が知られてい
る。

この距離検出装置は、第２図に示すように、パルス発光
器としてのＬＥＤ１２から発光したパルス光を投光レン
ズＬ１を介して測距対象１３に照射し、その測距対象１
３で反射された反射光スポットを、受光レンズＬ２を通
して、上記ＰＳＤＩに入射結像するように構成されてお
り、このＰｓＤｌは、その反射光スポットの入射位置に
応じてＰＳＤの両端から二つの出力電流工０．Ｉ２を出
力する。そして、投光レンズＬ１と受光レンズＬ２間の
距離、すなわち、基線長Ｓ、受光レンズＬ２とＰＳＤＩ
までの距離をｆ、投光レンズＬ１がら測距対象１３まで
の距離をｆｌ、ＰＳＤ上の反射光スポットの無限遠に対
応する位置からの距離をｄとすると。

が成立する。

ＰＳＤＩに結像する光スポットの位置が、ＰＳＤｌから
出力される二つの電流比カー□、工２　の割合に対応し
ていることから、これらの二つの電流比カニ□ｊ　Ｉ２
　から測距対象までの距離（以下「測距対象距離」とい
う）Ｑの情報を得ることができる。

ここで、測距対象距離ＱとＰＳＤの電流出力−、、Ｉ、
の比Ｌ／Ｌとの関係を求めてみると、ＰＳＤの全長を単
位長（つまり−）とすれば、■、 Ω・□＝ｆ−Ｓ　　　・・・・・・・・・（２）Ｉ、＋
Ｉ。

より、 ■工／■２ ＝　　（１＋　−）　ｆ　　−Ｓ　　　　・・・・・・
・・・　（３）ただし、ｘ＝１．／Ｉ２ となり、ｙ＝　（１／ｘ）＋にの関係にあることが知ら
れている。

このような原理に基づく距離検出装置により、測距した
場合には、真暗な場所における測距対象の測距であれば
問題ないが、一般の写真撮影時などには、パルス発光器
によるパルス光よりも、はるかに高い光量の定常光が存
在するため、前記パルス光の反射光スポットの抽出がで
きなくなってしまう。

そこで、この場合、ＰＳＤＩの第１の電流出力■、第２
の電流比カニ２をそれぞれ第１、第２の検出回路で受け
て、定常光の影響を除去し、パルス光の反射光スポット
のみによる光電流の変動分をそれぞれ対数変換して抽出
し、その差を差分検出回路で取って、ＰＳＤＩの第１、
第２の電流出力Ｉ、　、　Ｉ、の電流比Ｉ、　／Ｉ、に
対応する距離検出信号を出力することを本出願人は、各
種試み、例えば、特開昭５８−９５２１０号公報などに
より開示されたものを既に提案している。

第５図は、上述のように、ＰＳＤの第１、第２の電流出
力を対数圧縮して、その両者の差を検出して測距情報を
得る距離検出装置の従来例を示す回路図である。

この第５図において、１はＰＳＤであり、上述のように
、測距対象１３（第５図では、図示せず）から反射され
た反射光スポットの結像位置に応じて、第１、第２の電
流比力Ｉ０．Ｉ２　を両端から出力する。

このＰＳＤＩの第１．第２の電流比カニ、１工２は、そ
れぞれ電流増幅回路２，３で増幅され、これらの電流増
幅回路２，３から増幅された電流出力Ｉユａ、　Ｉ２ａ
が出力される。

これらの電流増幅回路２および３の電流比力１１ａおよ
びＩ、ａは、それぞれダイオードＱｌｌおよびＱ１２に
より対数圧縮された後に、バッファ４および５および抵
抗Ｒ１およびＲ２を介してそれぞれ差分検出回路を構成
する演算増幅器６の非反転入力端および反転入力端に入
力され、その両者の偏差を増幅して、演算増幅器６の出
力端から測距情報となる出力Ｖ　ｏｕｔを得るものであ
る。

いま、この第５図において、 Ｉ、ａ：電流増幅回路２の電流出力、 Ｉ２ａ：電流増幅回路３の電流出力、 ｋ：ボルツマン定数、 Ｔ：絶対温度、 ｑ：電子の電荷、 とすると、演算増幅器６の出力Ｖ　ｏｕｔは、ｑ　　　
　　１１ａ となる。

なお、この第５図におけるＲ４は、フィードバック抵抗
、Ｒ３は補償抵抗である。

第６図は、距離検出装置の第２の従来例を示すブロック
図である。

この第６図の場合も第５図の場合と同様に、ＰＳＤｌの
第１．第２の電流出力■、ｌ　Ｉ２は、それぞれ電流増
幅回路２，３で増幅され、これらの電流増幅回路２，３
から増幅された電流出力Ｉ、ａ、Ｉ、ａが出力される。

この電流増幅回路２および３の出力端は、それぞれ対数
圧縮用のダイオードＱｌｌおよびＱ１３を介し共通の負
荷１２を介して、アースされており、したがって、電流
増幅回路２および３の出力型−流Ｉｚａｙ１１ａは、そ
れぞれダイオードＱｌｌおよびＱ１３により対数圧縮さ
れ、さらに、ボルテージフォロア（バッファ）１４およ
び１５を経　　　　′て、トランジスタＱ１２ｂ　、Ｑ
１４のベースに供給される。

トランジスタＱ１２ｂのコレクタは、電源Ｖｃｃに接続
され、トランジスタＱ１４のコレクタは、コンデンサＣ
１を介して電源Ｖｃｃに接続され、さらにスイッチＳＷ
１を介して定電流源１１から定電流が供給されるように
なっているとともに、コンパレータ１０の反転入力端に
接続されている。

両トランジスタＱ１２ｂ　、Ｑ１４のエミッタは、共通
に接続されて定電流源７を介してアースされており、こ
の定電流源７とトランジスタＱｉ２ｂ。

Ｑ１４により差動回路を構成している。

また、上記コンパレータ１０の反転入力端と出力端間に
は、スイッチＳＷ２が接続され、コンパレータ１０の非
反転入力端には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。

これらのコンパレータ１０、スイッチＳＷＩ。

ＳＷ２、コンデンサＣ１および定電流源１１から積分回
路が構成されている。

このコンパレータ１０は１反転入力端のコンデンサＣ１
の充電電圧に相当する電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖ　ｒｅｆ
の比較を行うものである。

この第６図において、電流増幅回路２，３の電流出力Ｉ
、ａおよびＩ２ａは、ダイオードＱｌｌおよびＱ１３で
それぞれ対数圧縮された後、バッファ１４および１５を
経てトランジスタＱ１２ｂ。

Ｑ１４のベースに入力され、その差分がトランジスタＱ
１４のコレクタ電流■４となって現われる。

このコレクタ電流工、は、ＰＳＤＩの出力が電流に変換
されたものである。

いま、 Ｉ、ａ：電流増幅回路２の電流出力、 Ｉ２ａ：電流増幅回路３の電流出力、 Ｉｏ：定電流源７の電流、 とすると、トランジスタＱ１４のコレクタ電流工うは、 となる。

このコレクタ電流工。を次段の積分回路で積分を行う。

すなわち、コンパレータ１０の非反転入力端には、基準
電圧Ｖ　ｒｅｆを印加しておき、スイッチＳＷＩをオフ
にし、スイッチＳＷ２をオンにしておく。

この状態では、コンパレータ１０の反転入力端の電位Ｖ
ｃ１、すなわち、コンデンサＣ１の充電電圧は、基準電
圧Ｖ　ｒｅｆに等しく、したがって、コンパレータ１０
の出力電圧Ｖ　ｏｕｔは、低レベル、すなわち、Ｖ　ｒ
ｅｆになっている。

この状態において、スイッチＳＷ２をオフにすると同時
に、図示しない発光ダイオード（以下、ｒＬＥＤＪとい
う。）を所定時間発光させて、パルス光が投光レンズを
通して、測距対象を照射する。

このパルス光は、測距対象から反射されて、反射光スポ
ットとなり、受光レンズを経て、ＰＳＤｌ上に結像され
、この反射光スポットの受光期間中（すなわち、ＬＥＤ
の発光期間中）、ＰＳＤｌの電流出力比が変化し、それ
にともなって、トランジスタＱ１４のコレクタ電流工、
が増加し、その結果、コンデンサＣ１の充電電圧が低下
していく。

したがって、コンパレータ１０の反転入力端の電圧■ｃ
１が低下し、非反転入力端の基準電圧Ｖ　ｒｅｆ以下と
なり、コンパレータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔが反転（高
レベル）となる。

次いで、ＬＥＤの発光停止後、所定の期間、コンパレー
タ１０の反転入力端の電位は、ＬＥＤの発光終期の最低
電位を保持しており、コンパレータ１０の出力電圧Ｖｏ
ｕｔは、高レベルのままである。

この保持期間経過後、今度はスイッチＳＷ２をオフのま
ま、スイッチＳＷＩをオンにすると、定電流源１１の電
流がトランジスタＱ１４のコレクタに流れ、コンデンサ
Ｃ１は、電源Ｖｃｃにより、充電電位が上昇を開始し、
コンパレータ１０の反転入力端の電圧ｖｃ１が非反転入
力端の基準電圧Ｖ　ｒｅｆと等しくなると、コンパレー
タ１０の出力、電圧Ｖ　ｏｕｔは、低レベルとなる。こ
れと同時にスイッチＳＷ１がオフする。

このように、スイッチＳＷ２のオフと同時にＬＥＤが発
光し、その発光開始時からコンパレータ１ｏの出力電圧
Ｖ　ｏｕｔが高電位となり、コンパレータ１０の反転入
力端と非反転入力端との電位が等しくなるまでの間、コ
ンパレータ１０の出力電圧が高電位にある間、トランジ
スタＱ１４のコレクタ電流工、の大きさをパルス幅に変
換しており、したがってトランジスタＱ１４のコレクタ
電流工、を２重積分し、しかもディジタル化された測距
情報が得られるのである。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、カメラなどの距離測定にともなう撮影レンズ
の駆動は、距離検出装置の情報をディジタル値に変換し
、パルス出力によってモータを駆動することにより、合
焦動作を行うようにしている。

しかしながら、上記第５図の距離検出装置の場合は、Ｐ
ＳＤＩの電流出力Ｉ、、Ｉ２に対応した距離情報は、リ
ニアなアナログ出力となる。したがって、この距離情報
により、合焦レンズを駆動するには、−旦ディジタル信
号に変換するためのＡ／Ｄ変換器が必要となり、回路構
成が複雑高価となる。

これに対して、第６図の距離検出装置の場合は、コンパ
レータ１０を主体とする積分回路により、トランジスタ
Ｑ１４のコレクタ電流■、を積分しかつディジタル化す
るＡ／Ｄ変換機能も兼備しており、したがって、コンパ
レータ１０の出力電圧Ｖ　ｏｕｔを、直接測距情報とし
てモータ駆動用に適用することができる。

しかしながら、第６図の従来例の場合、トランジスタＱ
１２ｂとＱ１４による差動回路を構成しており、トラン
ジスタＱ１２ｂとＱ１４の両者にバラツキが生じがちで
あり、入力オフセットがあった場合に入力オフセット電
圧に基づく誤差を生じ、正確な測距ができないという問
題がある。

本発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、その第
１の目的とするところは、簡単な回路構成で安価に製作
できるとともに、Ａ／Ｄ変換機能を具備し、かつ素子の
バラツキによる誤差を防止して、測距精度の高い距離検
出装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、上記目的に加えて、簡単
な回路構成でより安価に製作できる距離検出装置を提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

請求項１の発明は、上記第１の目的を達成するために、
測距対象に光源がら照射したパルス光の反射光スポット
が結像される位置に設けられ、上記光源との視差に基づ
く上記測距対象の距離に応じた入射光スポットの位置を
上記距離の変化による位置変化方向について連続的に検
出し、検出位置に応じた相互電漣比を有する第１および
第２の電流出力を得る半導体光位置検出器と、第１の定
電流源から流れる電流を対数圧縮する第１のダイオード
と、 上記第１の電流出力を対数圧縮するとともにカソードに
上記第１のダイオードのアノード・カソード間電圧が印
加される第２のダイオードと、上記第２の電流出力を対
数圧縮する第３のダイオードと、 ベースに上記第１の電流出力を入力するとともにエミッ
タに上記第３のダイオードのアノード・カソード間電圧
を印加することにより上記第１の電流出力と第２の電流
出力との比に上記第１の定電流源の電流を乗じた値のコ
レクタ電流を出力するトランジスタと、 上記測距対象へのパルス光の照射と同時に上記コレクタ
電流の積分を開始し、上記パルス光の照射停止後所定時
間経過後に第２の定電流源からの電流を上記コレクタに
流入して上記コレクタの電位が基準電位に達すると積分
動作を停止して上記コレクタ電流に対応しかつ上記距離
の逆数に比例するパルス幅を有するパルス状の測距情報
を出力する積分回路とを具備したことを特徴としたもの
である。

また、請求項２の発明は、上記第２の目的を達成するた
めに、測距対象に光源から照射したパルス光の反射光ス
ポットが結像される位置に設けられ、上記光源との視差
に基づく上記測距対象の距離に応じた入射光スポットの
位置を上記距離の変化による位置変化方向について連続
的に検出し、検出位置に応じた相互電流比を有する第１
および第２の電流出力を得る半導体光位置検出器と、第
１の定電流源から流れる電流を対数圧縮する第１のトラ
ンジスタと。

上記第１の電流出力が加えられるとともにベースに上記
第１のトランジスタのベース・エミッタ間電圧が印加さ
れる第２のトランジスタと、上記第２の電流出力を対数
圧縮する第３のトランジスタと。

ベースに上記第１の電流出力が印加されるとともにエミ
ッタに上記第３のトランジスタのベース・エミッタ間電
圧が印加されることにより上記第１の電流出力と上記第
２の電流出力との比に上記第１の定電流源の電流を乗じ
た値のコレクタ電流を出力する第４のトランジスタと。

上記測距対象へのパルス光の照射と同時に上記コレクタ
電流の積分を開始し、上記パルス光の照射停止後所定時
間経過後に第２の定電流源からの電流を上記コレクタ流
入して上記コレクタの電位が基準電位に達すると積分動
作を停止して上記コレクタ電流に対応しかつ上記距離の
逆数に比例するパルス幅を有するパルス状の測距情報を
出力する積分回路とを具備したことを特徴としたもので
ある。

〔作　用〕

上記のように構成された距離検出装置の半導体光位置検
出器は、光源から出射されたパルス光が測距対象から反
射された反射、光スポットを受光して、光源との視差に
基づく測距対象の距離に応じた入射光スポットの位置を
距離の変化による位置変化方向について連続的に検出し
、その検出位置に応じた相互電流比を有する第１．第２
の電流出力を出力する。

第１の電流出力は、第２のダイオードで対数圧縮される
とともに、トランジスタのベースに加えられる。

また、第１のダイオードは、第１の定電流源からの電流
を対数圧縮し、そのアノード・カソード間電圧を第２の
ダイオードのカソードに印加する。

第３のダイオードは、第２の電流出力を対数圧縮して、
そのアノード・カソード間電圧を、トランジスタのエミ
ッタに印加する。この結果、第１および第２のダイオー
ドのアノード・カソード間電圧の和と、第３のダイオー
ドのアノード・カソード間の電圧と、トランジスタのベ
ース・エミッタ間の電圧の和とが等しくなりトランジス
タのコレ、クタ電流が第１の電流出力と第２の電流出力
の比に第１の定電流源の電流を乗じた値になる。

このコレクタ電流は、測距対象にパルス光を照射して反
射光スポットが受光されると同時に積分回路により積分
を開始され、反射光スポットの受光位置に応じコレクタ
電流が変化し、パルス光の照射停止から所定時間後に第
２の定電流源からの電流がトランジスタのコレクタに流
れ、トランジスタのコレクタ電位が基準電圧と等しくな
ると、積分回路は、積分動作を停止し、コレクタ電流に
対応するとともに距離の逆数に比例するパルス幅を有す
るパルス状の測距情報を出力する。

また、請求項２の発明における距離検出装置における半
導体光位置検出器は、同様に、光源との視差に基づく測
距対象の距離に対応した入射光スポットの位置を距離の
変化による位置変化方向について連続的に検出し、その
検出位置に応じた相互電流比を有する第１．第２の電流
出力を出力する。

第１の電流出力は、第２のトランジスタのエミッタと第
４のトランジスタのベースに加えられる。

電流出力は、第３のトランジスタで対数圧縮される。

また、第１のトランジスタは、第１の定電流源からの電
流を対数圧縮し、そのベース・エミッタ間電圧を第２の
トランジスタのベースに印加し、第３のトランジスタは
、そのベース・エミッタ間電圧を第４のトランジスタの
エミッタに印加する。

この結果、第１および第２のトランジスタのベース・エ
ミッタ間電圧の和と第３および第４のトランジスタのベ
ース・エミッタ間の電圧の和が等しくなり、第４のトラ
ンジスタのコレクタ電流は、第１の電流出力と第２の電
流出力との比に第１の定電流源の電流を乗じた値になる
。

このコレクタ電流は、反射光スポットが受光されると同
時に、積分回路により積分を開始され、反射光スポット
の受光位置に応じコレクタ電流が変化し、パルス光の照
射停止から所定時間後に第２の定電流源からの電流が第
４のトランジスタのコレクタに流れ、第４のトランジス
タのコレクタ電位が基準電圧に等しくなると、積分回路
は、積分動作を停止し、コレクタ電流に対応するととも
に距離の逆数に比例するパルス幅を有するパルス状の測
距情報を出力する。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を添付図面を用いて具体的に説明
する。

第１図は、本発明に係る距離検出装置の一実施例の全体
構成を示す回路図である。

この第１図において、第５図および第６図と同一の部分
には、同一符号を付して述べるが、この第１図の実施例
の説明に先立ち、この発明に適用されるＰＳＤＩによる
位置検出原理から述べることにする。

第２図において、パルス発光器としてのＬＥＤ１２から
出射されたパルス光は、投光レンズＬ１を通して測距対
象１３に照射され、測距対象１３から反射した反射光ス
ポットは、受光レンズＬ２を経てＰＳＤＩに入射し結像
される。

この反射光スポットの位置と距離との関係は、すでに述
べたように、 Ｑ：投光レンズ上１中心から測距対象１３までの距離、 Ｓ：投光レンズＬ１と受光レンズＬ２間の距離（基線長
）。

ｆ：受光レンズ上２中心からＰＳＤＩまでの距離、 ｄ　：　Ｐ　Ｓ　Ｄ　１の中心から反射光スポットの受
光位置までの距離、 とすると、 であり、故に、 −ｆ ｄ＝□　　　　　　　　・・・・・・（７）となる。

このような関係において、ＰＳＤＩに測距対象１３から
の反射光スポットが受光されると、ＰｓＤｌの両端から
電流出力−、、Ｉ、が出力され、この電流出力−、、Ｉ
、は、 となる。

このような２つの電流出力Ｉ２，１．は、それぞれ第１
図に示すように、電流増幅回路２，３に入力され、そこ
で増幅されるようになっている。

電流増幅回路２の出力端には、ダイオードＱ２のアノー
ドとトランジスタＱ４のベースが接続されており、それ
ぞれ電流増幅回路２の電流出力Ｉ、ａが入力されるよう
になっている。

また、電流増幅回路３の出力端は、ダイオードＱ３を介
してアースされ、かつバッファ１５の非反転入力端に接
続されて、ダイオードＱ３のアノードとバッファ１５の
入力端には、電流増幅回路３の電流比カニ２ａが加えら
れるようになっている。

また、ダイオードＱ１のアノードからアースに第１の定
電流源７からの電流工。が流れるようになっており、ダ
イオードＱ１のアノードは、バッファ１４の非反転入力
端に接続されている。バッファ１４の反転入力端と出力
端は、互に接続され、このバッファの出力端は、ダイオ
ードＱ２のカソードに接続されている。

一方、バッファ１５の反転入力端と出力端間は直結され
ており、このバッファ１５の出力端は、トランジスタＱ
４のエミッタに接続されている。

また、トランジスタＱ４のコレクタは、コンデンサＣ１
を介して電源Ｖｃｃに接続されている。このコレクタに
は、スイッチＳ’ＷＩを介して第２の定電流源１１から
定電流が流入するようになっている。

また、トランジスタＱ４のコレクタは、コンパレータ１
０の反転入力端は接続されており、コンパレータ１０の
非反転入力端には、所定の基準電圧Ｖ　ｒｅｆが印加さ
れている。このコンパレータ１０の反転入力端と出力端
間には、スイッチＳＷ２が接続′されている。

これらのコンパレータ１０、コンデンサＣ１、スイッチ
ＳＷＩ、ＳＷ２、定電流源１１などから、トランジスタ
Ｑ４のコレクタ電流を積分する積分回路が構成されてお
り、コンパレータ１０の出力端から、トランジスタＱ４
のコレクタ電流工、に対応したパルス幅を有するパルス
状のディジタル化された測距情報が得られるようになっ
ており、積分回路はＡ／Ｄ変換機構も兼ねている。

次に、第１図の実施例の動作について説明する。

ＰＳＤＩに反射光スポットが受光されることにより、Ｐ
ＳＤＩの両端から電流出力Ｉ０．Ｉ２が出力されると、
これらの二つの電流出力Ｉ、、Ｉ２は、それぞれ電流増
幅回路２，３で増幅され、電流出力Ｉ　＞ａｔ　Ｉ　２
ａが出力される。

電流出力Ｉ、ａは、ダイオードＱ２のアノードに加えら
れ対数圧縮されるとともに、トランジスタＱ４のベース
に加えられる。

また、電流出力Ｉ２ａは、ダイオードＱ３で対数圧縮さ
れるとともに、バッファ１５の非反転入力端に加えられ
る。

さらに、第１の定電流源７の電流工。は、第１のダイオ
ードＱ１で対数圧縮され、このダイオードＱ１のアノー
ド・カソード間電圧Ｖ　Ｆ　ｓがバッファ１４を介して
、ダイオードＱ２のアノードに加えられる。

同様にして、第３のダイオードＱ３のアノード・カソー
ド間の電圧ｖＦ、がバッファ１５を介してトランジスタ
Ｑ４のエミッタに印加される。

ここで、 ＶＦｌ：第１のダイオードＱ１のベース・エミッタ間電
圧、 工ｓ　：各ダイオードの逆方向飽和電流、ｖＦ２：第２
のダイオードＱ２のアノード・カソード間電圧、 ＶＦ、：第３のダイオードＱ３のアノード・カソード間
電圧、 Ｖｒ、：トランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧、 ■４　：トランジスタＱ４のコレクタ電流、とすると、 ｑ　　　　　Ｉｓ である。

ここで、 Ｖｔ、＋ＶＦ２＝ＶＦ３＋ＶＦ、　　　　　　−（１４
）であるので、上記（１０）弐〜（１３）式より、とな
る。したがって、 であるから、１．ａ＝ｋ１．．１．ａ＝ｋＩｚとすると
５上記（８）式、（９）および（１５）式から、Ｑ となる。

このようにして、得られたトランジスタＱ４のコレクタ
電流Ｉ４を次段の積分回路で積分することにより、コレ
クタ電流工、に対応するパルス幅を有するパルス状の測
距情報が得られる。

次に、この積分回路の動作について、第３図のタイムチ
ャートを併用して述べる。

第３図（ａ）に示すように、当初スイッチＳＷ１はオフ
にしておき、第３図（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ
２をオンにするとともに、コンパレータ１０の非反転入
力端には、基準電圧Ｖ　ｒｅｆを印加する。コンパレー
タ１０の反転入力端は、トランジスタＱ４のコレクタに
接続されており、コンデンサＣ１の充電電圧に相当する
電圧Ｖｃｍが印加されている。

コンパレータ１０の反転入力端の電圧Ｖ　ｃ　１が、第
３図（ｄ）に示すように、コンパレータ１０の非反転入
力端の基準電圧Ｖｒｅｆ以上である間は。

コンパレータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、第３図（ｅ）
に示すように、Ｌレベルになっている。

次に、スイッチＳＷ２をオフにすると同時に、第２図に
示したＬＥＤ１２をパルス状に第３図（Ｃ）に示すよう
に発光させる。これにより、ＰＳＤＩの相互電流比が変
わり、トランジスタＱ４のコレクタにコンデンサＣ１の
充電電荷が流れ、コンパレータ１０の反転入力端の電圧
Ｖｃｍが第３図（ｄ）に示すように、ＬＥＤ１２の発光
時間とともに漸減し始める。

この反転入力端の電圧Ｖｃ１が非反転入力端の基準電圧
Ｖｒｅｆよりわずかでも低下すると、コンパレータ１０
の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｈレベルに変化する。

次いで、上述のように、ＬＥＤ１２の発光時間の経過と
ともに、コンパレータ１０の反転入力端の電圧ｖｃ１が
漸減して行き、ＬＥＤ１２の発光が停止すると、コンパ
レータ１０の反転入力端の電圧ｖｃ、の低下が停止し、
ＬＥＤ１２の発光停止時の電圧ｖｃ１を保持している。

次いで、第３図（ａ）に示すように、スイッチＳＷＩを
オンにすると、今度は第２の定電流源１１の電流がスイ
ッチＳＷＩを介してトランジスタＱ４のコレクタに流れ
、コンデンサＣ１は充電され始めるため、コンパレータ
１ｏの反転入力端の電圧Ｖｃ１は第３図（ｄ）に示すよ
うに、漸増することになる。

コンパレータ１０の反転入力端の電圧Ｖｃユがコンパレ
ータ１０の非反転入力端の基準電圧Ｖ　ｒｅｆと等しく
なると、第３図（ｅ）に示すように、コンパレータ１０
の出力電圧Ｖ　ｏｕｔは、ＨレベルからＬレベル（基準
電圧Ｖｒｅｆ　）に低下する。これと同時にスイッチＳ
ＷＩをオフにする。

このようにして、コンパレータ１ｏの出力電圧Ｖｏｕｔ
は、トランジスタＱ４のコレクタ電流に対応したパルス
幅を有するパルス状の測距情報として出力されることに
なる。

すなわち、コンパレータ１ｏの出力電圧Ｖ　ｏｕｔは、
トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉ４を積分し、Ａ／Ｄ
変換された測距情報となるものである。

このように、この実施例によれば、ダイオードＱ１とＱ
２のアノード・カソード間の電圧の和が、ダイオードＱ
３のアノード・カソード間電圧とトランジスタＱ４のベ
ース・エミッタ間電圧の和に等しいことから、トランジ
スタＱ４のコレクタ電流工、は、２つの電流比カニ、と
工２の比に定電流源７の定電流工。を乗じた値となる。

したがって、これを積分することにより、コレクタ電流
工、に対応し、距離の逆数に比例した測距情報を得るよ
うにしたので、トランジスタＱ４の１個で電流比が得ら
れ、素子のバラツキによる測距誤差を防止することがで
きる。

次に、この発明の第２の実施例について説明する。

第４図は、この第２の実施例の構成を示す回路図である
。この第４図の実施例では、第１図におけるダイオード
Ｑ１〜Ｑ３に代えて、それぞれトランジスタＱ１ａ＝Ｑ
３ａを使用するとともに、バッファ１４が省略されてい
る。

すなわち、このトランジスタＱｌａのエミッタはアース
され、コレクタ・ベース間は共通に接続されて、ダイオ
ードとして使用されている。

、この第１のトランジスタＱｌａのコレクタは、第２の
トランジスタＱ２ａのベースに接続されている。この第
２のトランジスタＱ２ａのエミッタとトランジスタＱ４
のベースには、電流増幅回路２の電流出力Ｉ、ａが供給
されるようになっておりトランジスタＱ２ａのコレクタ
は、アースされている。

また、トランジスタＱ３ａのベースとコレクタは、共通
に接続されアースされており、このトランジスタＱ３ａ
もダイオードとして使用されており、エミッタには、電
流増幅回路３の電流出力Ｉ２ａが加えられ、このトラン
ジスタＱ３ａで対数圧縮するようになっている。

その他の構成は、第１図と全く同様に構成されており、
この第４図において、第１図と同一の部分には同一符号
を付すのみにとどめ、再度の構成の説明を省略する。

この第４図においても、第１図の場合と同様にして、ト
ランジスタＱ　ｌａ　＝Ｑ　３ａ　、　Ｑ４のベース・
エミッタ間電圧ＶＦ工〜ｖＦ４を求める。

ｖＦ、　：第１のトランジスタＱｌａのベース・エミッ
タ間電圧、 Ｖｙ、：第２のトランジスタＱ２ａのベース・エミッタ
間電圧、 ｖＦ、：第３のトランジスタＱ３ａのベース・エミッタ
間電圧、 ｖＦ４：トランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧、 Ｉｓ工：　ＮＰＮ型トランジスタの逆方向飽和電流。

Ｉｓ、：ＰＮＰ型トランジスタの逆方向飽和電流、Ｉｏ
：第１の定電流源７から流れる電流、■、：第４のトラ
ンジスタＱ４のコレクタ電流、とすること、 ｌ５２ ｑ　　　　　　ｌ５２ ｑ　　　　　　Ｉｓ□ となる。

ここで、 Ｖ　Ｆｌ　＋　Ｖ　Ｆ２　＝　Ｖ　Ｆ３　＋　Ｖ　Ｆ４
であるから、上記（１７）弐〜（２ｏ）式より、ｑ　　
　　Ｉｓエ　　ｑ　　　　　ｌ５２ｑ　　　　　Ｉ　Ｓ
２ｑ　　　　Ｉ　ｓよとなり、故に、 となる。したがって、１１ａ＝ｋ　Ｉｏ、Ｉ、ａ＝ｋ　
Ｌとすると、上記（８）式、（９）式および（２１）式
より、 ２　　　Ω となる。

このようにして得られた第４のトランジスタＱ４のコレ
クタ電源Ｉ４をコンパレータ１０、コンデンサＣ１、ス
イッチＳＷＩ、ＳＷ２、第２の定電流源１１からなる積
分回路で第１図の場合と全く同様にして積分を行えば、
上記第３図（ｅ）に示すようなコレクタ電流■、に対応
するパルス幅を有するパルス状の測距情報がコンパレー
タ１０の出力端が出力電圧Ｖｏｕｔとして得られる。

このように、第４図の実施例によれば、ＰＳＤｌの二つ
の電流出力１１．　Ｉ２をそれぞれ電流増幅回路２．３
で増幅した後の一方の電流出力１１ａをトランジスタＱ
２ａとトランジスタＱ４に加え。

他方の電流出力１２ａをトランジスタＱ３ａで対数圧縮
し、第１の定電流源７の定電流工。をトランジスタＱｌ
ａで対数圧縮する。

第１．第２のトランジスタＱｌａとＱ２ａのベース・エ
ミッタ間の電圧の和が、第３のトランジスタＱ３ａのベ
ース・エミッタ間の電圧と第４のトランジスタＱ４のベ
ース・エミッタ間電圧の和と等しいことから、トランジ
スタＱ４のコレクタ電流Ｉ４が、電流出力Ｉ、ａとＩ２
ａの比と定電流源７からの電流工。とを乗じた値となり
、これを積分回路で積分するようにしたので、ＰＮＰと
ＮＰＮトランジスタを組合せて、比較的簡単な構成でト
ランジスタＱ４のコレクタ電流に対応し、かつ距離の逆
数に比例した測距情報を得ることができ、しかも、トラ
ンジスタ１段でコレクタ電流が得られ、素子のバラツキ
による影響が少なくなり、測距精度を高めることができ
る利点を有する。

特に、この第２の実施例の場合、バッファを１つ省略で
きたので、その分、構成が簡素化されかつコストの低減
化を図ることができる。

すなわち、第１図に示す第１の実施例の場合は、バッフ
ァ１４．１５を２個使用しているが、このバッファの内
部構成は、最も簡単な回路構成でも、第７図に示すよう
に、５個のトランジスタＱ１５〜Ｑ１９が必要であり、
それだけコストがアップする。従って、第１の実施例に
比べて、第２の実施例の方がコスト的に有利である。

なお、本発明は、上述の実施例に限定されるものではな
く、その要旨を逸脱しない範囲内において、種々の変形
実施ができるものである。

〔発明の効果〕

以上詳述したように、請求項１の発明によれば、素子の
バラツキによる影響が少なく、比較的簡単な構成で測距
精度の高い距離検出装置を提供することができる。

また、請求項２の発明によれば、請求項１の発明に比べ
、さらに簡単な構成で安価に製作することができる距離
検出装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る距離検出装置の第１の実施例の
構成を示す回路図、第２図は、第１図の実施例に用いら
れるＰＳＤの原理説明図、第３図（ａ）〜（ｅ）は、い
ずれも第１図の実施例の積分回路の動作を説明するため
のタイムチャート。 第４図は、本発明の距離検出装置の第２の実施例の構成
を示す回路図、第５図および第６図は、それぞれ従来の
距離検出装置の構成を示す回路図、第７図は、距離検出
装置に用いられるバッファの内部構成例を示す回路図で
ある。 １・・・・・・ＰＳＤ、 ２．３・・・・・・電流増幅回路、 ７．１１・・・・・・第１．第２の定電流源、１０・・
・・・・コンパレータ、 １２・・・・・・ＬＥＤ、　　　　　　１３・・・・・
・測距対象１４．１５・・・・・・バッファ、 ＣＩ・・・・・・コンデンサ、 Ｌｌ・・・・・・投光レンズ、 Ｌ２・・・・・・受光レンズ、 Ｑ１〜Ｑ３・・・・・・第１〜第３のダイオード、Ｑｌ
ａ　＝Ｑ３ａ’　、Ｑ４−第１〜第３．第４のトランジ
スタ、 ＳＷＩ、ＳＷ２・・・・・・スイッチ。 口Ｌ； 峡 第　２　　ｍ 第　　３　　因

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）測距対象に光源から照射したパルス光の反射光ス
   ポットが結像される位置に設けられ、上記光源との視差
   に基づく上記測距対象の距離に応じた入射光スポットの
   位置を上記距離の変化による位置変化方向について連続
   的に検出し、検出位置に応じた相互電流比を有する第１
   および第２の電流出力を得る半導体光位置検出器と、 第１の定電流源から流れる電流を対数圧縮する第１のダ
   イオードと、 上記第１の電流出力を対数圧縮するとともにカソードに
   上記第１のダイオードのアノード・カソード間電圧が印
   加される第２のダイオードと、上記第２の電流出力を対
   数圧縮する第３のダイオードと、 ベースに上記第１の電流出力を入力するとともにエミッ
   タに上記第３のダイオードのアノード・カソード間電圧
   を印加することにより上記第１の電流出力と第２の電流
   出力との比に上記第１の定電流源の電流を乗じた値のコ
   レクタ電流を出力するトランジスタと、 上記測距対象へのパルス光の照射と同時に上記コレクタ
   電流の積分を開始し、上記パルス光の照射停止後所定時
   間経過後に第２の定電流源からの電流を上記コレクタに
   流入して上記コレクタの電位が基準電位に達すると積分
   動作を停止して上記コレクタ電流に対応しかつ上記距離
   の逆数に比例するパルス幅を有するパルス状の測距情報
   を出力する積分回路、 とを具備したことを特徴とする距離検出装置。
2. （２）測距対象に光源から照射したパルス光の反射光ス
   ポットが結像される位置に設けられ、上記光源との視差
   に基づく上記測距対象の距離に応じた入射光スポットの
   位置を上記距離の変化による位置変化方向について連続
   的に検出し、検出位置に応じた相互電流比を有する第１
   および第２の電流出力を得る半導体光位置検出器と、 第１の定電流源から流れる電流を対数圧縮する第１のト
   ランジスタと、 上記第１の電流出力が加えられるとともにベースに上記
   第１のトランジスタのベース・エミッタ間電圧が印加さ
   れる第２のトランジスタと、上記第２の電流出力を対数
   圧縮する第３のトランジスタと、 ベースに上記第１の電流出力が印加されるとともにエミ
   ッタに上記第３のトランジスタのベース・エミッタ間電
   圧が一印加されることにより上記第１の電流出力と上記
   第２の電流出力との比に上記第１の定電流源の電流を乗
   じた値のコレクタ電流を出力する第４のトランジスタと
   、 上記測距対象へのパルス光の照射と同時に上記コレクタ
   電流の積分を開始し、上記パルス光の照射停止後所定時
   間経過後に第２の定電流源からの電流を上記コレクタ流
   入して上記コレクタの電位が基準電位に達すると積分動
   作を停止して上記コレクタ電流に対応しかつ上記距離の
   逆数に比例するパルス幅を有するパルス状の測距情報を
   出力する積分回路と、 を具備したことを特徴とする距離検出装置。