JPS6236472B2 - - Google Patents
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- JPS6236472B2 JPS6236472B2 JP8514782A JP8514782A JPS6236472B2 JP S6236472 B2 JPS6236472 B2 JP S6236472B2 JP 8514782 A JP8514782 A JP 8514782A JP 8514782 A JP8514782 A JP 8514782A JP S6236472 B2 JPS6236472 B2 JP S6236472B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直列共振型DC−DCコンバータを使用
した定電圧電源装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a constant voltage power supply device using a series resonant DC-DC converter.
DC−DCコンバータは周知の如く、入力直流電
圧をその入力直流電圧値と異なつた出力の電圧値
に変換するもので、従来はスイツチング素子のオ
ン・オフ動作の時比率を制御して出力電圧を安定
化させるPWM方式が一般的であつた。しかし、
この方式は、スイツチング素子のオン・オフ時に
急峻に電圧と電流が変化するために、不要輻射雑
音や、スイツチング素子の損失が大きいという欠
点がある。上記欠点を解決する手段として、コン
デンサとコイルで構成され並列共振を利用した直
列共振型DC−DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC−DCコンバータは、電流波形
が正弦波となるためにスイツチング素子のオン・
オフ期間を調整することにより、スイツチング素
子のオン・オフ時に電流・電圧がほとんど零で交
差するため、スイツチング損失がきわめて少ない
上に、不要輻射も少ないという利点を有するも、
出力直流電圧を広範囲にわたつて安定化すること
ができないという問題がある。 As is well known, a DC-DC converter converts an input DC voltage into an output voltage value that is different from the input DC voltage value. Conventionally, the output voltage is changed by controlling the duty ratio of the on/off operation of a switching element. PWM methods for stabilization were common. but,
This method has drawbacks such as unnecessary radiation noise and large loss in the switching element because the voltage and current change sharply when the switching element is turned on and off. As a means to solve the above-mentioned drawbacks, a series resonant DC-DC converter has been proposed that is composed of a capacitor and a coil and utilizes parallel resonance.
In this series resonant DC-DC converter, the current waveform is a sine wave, so the switching element is turned on and off.
By adjusting the off period, the current and voltage cross at almost zero when the switching element turns on and off, so it has the advantage of extremely low switching loss and less unnecessary radiation.
There is a problem in that the output DC voltage cannot be stabilized over a wide range.
上記問題を改善する方法として、従来、共振回
路のコンデンサに蓄積されたエネルギーを入力直
流電源に回生する方法が提案されている。その従
来例を第１図に、そして、その動作波形図を第２
図に示す。これを説明すると、第１図において、
直列接続された２つの入力直流電源１，２の両端
子間に、オン・オフ動作を行なうトランジスタな
どの２つのスイツチング素子３，４を直列に接続
し、また、それらのスイツチング素子３，４と並
列に、それらのスイツチング素子３，４の導通方
向と反対方向に導通するように一方向性素子すな
わちダイオード５，６をそれぞれ接続し、さらに
前記入力直流電源１と２の中点と前記スイツチン
グ素子３と４の中点間に、共振用コンデンサ７と
共振用コイル８で構成された共振回路を変換トラ
ンス９の１次側巻線９ａと直列にして接続してい
る。上記変換トランス９の２次側巻線９ｂには整
流回路１０と平滑用コンデンサ１１が接続され、
その出力端子には電気的負荷１２（例えば抵抗器
など）が接続されている。 As a method for improving the above-mentioned problem, a method has conventionally been proposed in which the energy stored in the capacitor of the resonant circuit is regenerated into the input DC power supply. The conventional example is shown in Fig. 1, and its operating waveform diagram is shown in Fig. 2.
As shown in the figure. To explain this, in Figure 1,
Two switching elements 3 and 4 such as transistors that perform on/off operations are connected in series between both terminals of two input DC power supplies 1 and 2 connected in series, and these switching elements 3 and 4 are connected in series. Unidirectional elements, that is, diodes 5 and 6 are connected in parallel so as to conduct in the opposite direction to the conduction direction of the switching elements 3 and 4, and further between the midpoint of the input DC power supplies 1 and 2 and the switching element. A resonant circuit constituted by a resonant capacitor 7 and a resonant coil 8 is connected in series with the primary winding 9a of the conversion transformer 9 between the midpoints of 3 and 4. A rectifier circuit 10 and a smoothing capacitor 11 are connected to the secondary winding 9b of the conversion transformer 9,
An electrical load 12 (for example, a resistor) is connected to the output terminal.
以上のように構成された従来の直列共振型
DCDCコンバータの動作について、第２図の動作
波形図を参照して説明する。 Conventional series resonant type configured as above
The operation of the DCDC converter will be explained with reference to the operation waveform diagram in FIG. 2.
今、第１図において、前記共振回路に流れる電
流をｉ(t)、共振用コンデンサ７の充電電圧をＶc
とすると、それらの動作波形は第２図に示すごと
くとなる。スイツチング素子３がオフで、スイツ
チング素子４がオンからオフになつたとき、共振
回路には回生電流が流れ始める。この回生電流が
流れている途中で、スイツチング素子３がオンと
なる時点が第２図の時刻t1であり、時刻t1から時
刻t2まで共振用コンデンサ７と共振用コイル８に
よる共振電流ｉ(t)が第１図に示す矢印方向に流
れるが、時刻t1以前に共振電流ｉ(t)と同一方向に
回生電流が流れているために、第２図に示すよう
な初期電流値Ｉa〔＝ｉ（t1）〕という零でない初
期値を有している。時刻t2でスイツチング素子３
がオンにされ、共振用コンデンサ７の充電電圧は
−Ｖ−Ｖc2からＶc1となる。そして共振用コンデ
ンサ７に蓄積されたエネルギーは、回生電流とな
り、共振用コイル８→変換トランス９の１次巻線
９ａ→ダイオード５→入力直流電源１へと回生さ
れる。この回生電流は第２図には時刻t2から時刻
t3に示されている共振電流ｉ(t)波形である。ま
た、上記期間において、充電電圧は、Ｖc1からＶ
c2へと変化している。上記回生電流が流れている
間にスイツチング素子４がオンにされるため、ス
イツチング素子４には−Ｉaという初期電流値を
有する電流が流れる。以下、スイツチング素子３
がオンにされた場合と同様の現象を呈する。電気
的負荷１２にエネルギーを与えるものは前記共振
電流と回生電流であり、それぞれが変換トランス
９を介して整流回路１０と平滑用コンデンサ１１
により整流、平滑された電圧が出力直流電圧とな
る。従つて、スイツチング素子３，４がオンとな
る時刻を変えることで、回生電流量が変えられ、
出力直流電圧を安定化させることができる。 Now, in FIG. 1, the current flowing through the resonant circuit is i(t), and the charging voltage of the resonant capacitor 7 is V c
If so, their operating waveforms will be as shown in FIG. When switching element 3 is off and switching element 4 is turned off from on, regenerative current begins to flow through the resonant circuit. While this regenerative current is flowing, the switching element 3 turns on at time t 1 in FIG . (t) flows in the direction of the arrow shown in Figure 1, but since the regenerative current flows in the same direction as the resonant current i(t) before time t1 , the initial current value I as shown in Figure 2 It has a non-zero initial value of a [=i(t 1 )]. Switching element 3 at time t 2
is turned on, and the charging voltage of the resonance capacitor 7 changes from -V-V c2 to V c1 . The energy stored in the resonance capacitor 7 becomes a regenerative current and is regenerated from the resonance coil 8 to the primary winding 9a of the conversion transformer 9 to the diode 5 to the input DC power supply 1. This regenerative current is shown in Figure 2 from time t2 to time
The resonant current i(t) waveform shown at t3 . Also, during the above period, the charging voltage changes from V c1 to V
It has changed to c2 . Since the switching element 4 is turned on while the regenerative current is flowing, a current having an initial current value of -I a flows through the switching element 4. Below, switching element 3
The same phenomenon occurs when the is turned on. What gives energy to the electrical load 12 is the resonant current and the regenerative current, which are connected to the rectifier circuit 10 and the smoothing capacitor 11 via the conversion transformer 9.
The rectified and smoothed voltage becomes the output DC voltage. Therefore, by changing the times when the switching elements 3 and 4 are turned on, the amount of regenerative current can be changed.
The output DC voltage can be stabilized.
しかしながら、このような従来例においても次
のような問題がある。それは、スイツチング素子
のオン時に初期電流が存在するため、スイツチン
グ損失が発生し、輻射雑音も発生することであ
る。さらに、共振方式の本来の特性として、回生
電流が零になつた後にスイツチング素子をオンに
させる方法をとつても、結果的に共振回路に流れ
る平均電流値がほぼ等しいという現象が起る。従
つて出力直流電圧を安定化するには、回生電流が
流れている途中でスイツチング素子をオンにして
回生電流量を変えなければならない。また、スイ
ツチング素子のオン時の初期電流は、入力直流電
源電圧の変動を考えると、かなり大きな値とな
り、共振方式の特長が損なわれる。 However, even in such a conventional example, there are the following problems. The reason is that since an initial current exists when the switching element is turned on, switching loss occurs and radiation noise is also generated. Furthermore, as an inherent characteristic of the resonance method, even if a method is used in which the switching element is turned on after the regenerative current becomes zero, a phenomenon occurs in which the average current values flowing through the resonance circuit are approximately equal. Therefore, in order to stabilize the output DC voltage, it is necessary to change the amount of regenerative current by turning on the switching element while the regenerative current is flowing. Further, the initial current when the switching element is turned on becomes a considerably large value when considering fluctuations in the input DC power supply voltage, which impairs the advantages of the resonance method.
本発明はスイツチング素子のオン・オフ時にも
電流・電圧が零で交差するように構成することに
より、上記問題を解決するようにしたものであ
る。 The present invention solves the above problem by configuring the switching element so that the current and voltage cross each other at zero when the switching element is turned on and off.
本発明の動作原理としては、回路構成として回
生エネルギーを利用することに変わりはないが、
回生電流量そのものを制御するのではなく、共振
電流量を制御しようとするものである。つまり、
共振電流量を決定する要因として、共振用コンデ
ンサの初期充電電圧値（従来例の第２図において
は−Ｖc2、Ｖc2である）があり、その値を制御し
ようとするものである。 The operating principle of the present invention is that regenerative energy is used in the circuit configuration, but
This does not attempt to control the amount of regenerative current itself, but rather the amount of resonant current. In other words,
A factor that determines the amount of resonance current is the initial charging voltage value of the resonance capacitor (-V c2 and V c2 in the conventional example shown in FIG. 2), and this value is to be controlled.
本発明の一実施例を第３図に示し、その動作波
形を第４図に示す。なお、第３図において、第１
図で説明したものと同一の機能を有するものには
同一の符号を付した。第３図において１３は、共
振用コンデンサ７に並列に接続された制御コイル
である。また、１４は、２つの入力端子にそれぞ
れ電気的負荷１２に与えられる出力直流電圧と、
予め定められた基準電圧Ｅsが供給され、それら
の電圧を比較する比較回路である。１５は上記比
較回路１４の出力をパルス列に変換するパルス周
波数変調器であり、このパルス列は、次段の振り
分け回路１６により各スイツチング素子３，４に
振り分けて供給される。 An embodiment of the present invention is shown in FIG. 3, and its operating waveforms are shown in FIG. In addition, in Fig. 3, the first
Components having the same functions as those explained in the figures are given the same reference numerals. In FIG. 3, 13 is a control coil connected in parallel to the resonance capacitor 7. Further, 14 is an output DC voltage applied to the electrical load 12 at two input terminals, respectively;
This is a comparison circuit that is supplied with a predetermined reference voltage E s and compares these voltages. Reference numeral 15 denotes a pulse frequency modulator that converts the output of the comparison circuit 14 into a pulse train, and this pulse train is distributed and supplied to each switching element 3, 4 by a distributing circuit 16 at the next stage.
さらに、１７，１８はダイオード、１９，２０
は回生コイルで、それぞれ直列に接続され、上記
ダイオード１７，１８と回生コイル１９，２０
は、それぞれスイツチング素子３，４と変換トラ
ンス９の１次巻線９ａと共振用コイル８の直列接
続回路に対し並列に接続され、かつ上記ダイオー
ド１７，１８は、それぞれスイツチング素子３，
４の導通方向と反対方向に導通する向きに接続さ
れている。 Furthermore, 17 and 18 are diodes, 19 and 20
are regenerative coils, which are connected in series with the diodes 17 and 18 and the regenerative coils 19 and 20.
are connected in parallel to the series connection circuit of the switching elements 3, 4, the primary winding 9a of the conversion transformer 9, and the resonance coil 8, respectively, and the diodes 17, 18 are connected to the switching elements 3, 4, respectively, and the series connection circuit of the resonant coil 8.
They are connected in a direction that conducts in the direction opposite to the conduction direction of No. 4.
以上の回路構成において、その動作を第４図の
動作波形を参照して詳細に説明する。スイツチン
グ素子３がオンにされるのが時刻t1であり、共振
電圧ｉ(t)は零から始まる。共振電流は時刻t1から
スイツチング素子３がオフになる時刻t2まで流れ
るが、その周期は、制御コイル１３と共振用コイ
ル８と共振用コンデンサ７により決定される。ま
た、時刻t2では共振用コンデンサ７の充電電圧は
−Ｖc2からＶc1に変化している。その後、先述の
従来例で説明したように回生電流が流れるが、本
発明における回生電流の経路は、共振用コンデン
サ７→回生コイル１９→ダイオード１７→入力直
流電源１へと回生される経路となる。この場合の
共振電流ｉ(t)波形は、時刻t2から時刻t″2に示さ
れているものとなる。この期間における共振用コ
ンデンサ７の充電電圧Ｖcは、制御コイル１３か
ら流れ込む制御電流ｉL(t)が多いため、充電電圧
Ｖcはさらに上昇し、制御電流ｉL(t)と回生電流と
が等しくなつた時刻t′2でピーク値をもつ。 The operation of the above circuit configuration will be described in detail with reference to the operating waveforms shown in FIG. The switching element 3 is turned on at time t1 , and the resonant voltage i(t) starts from zero. The resonance current flows from time t 1 to time t 2 when the switching element 3 is turned off, and its period is determined by the control coil 13 , the resonance coil 8 , and the resonance capacitor 7 . Further, at time t2 , the charging voltage of the resonance capacitor 7 changes from -V c2 to V c1 . Thereafter, the regenerative current flows as explained in the prior art example, but the regenerative current path in the present invention is the resonant capacitor 7 → regenerative coil 19 → diode 17 → input DC power supply 1. . In this case, the resonant current i(t) waveform is as shown from time t 2 to time t'' 2 .The charging voltage V c of the resonant capacitor 7 during this period is the control current flowing from the control coil 13 . Since i L (t) is large, charging voltage V c further increases and reaches a peak value at time t' 2 when control current i L (t) and regenerative current become equal.
以後、充電電圧Ｖcは、時刻t″2までは回生電流
と制御電流ｉL(t)により下降し、回生電流が零に
なつたあとの時刻t″2からスイツチング素子４が
オンにされる時刻t3までは制御電流ｉL(t)により
さらに下降して、時刻t3にはＶc2となる。共振電
流ｉ(t)は上記充電電圧Ｖc2により共振電流量が決
定されるため、時刻t3から時刻t4ではそれに応じ
た共振電流量となる。以下、同様の現象が繰返さ
れる。 Thereafter, the charging voltage V c decreases due to the regenerative current and the control current i L (t) until time t''2 , and the switching element 4 is turned on from time t''2 after the regenerative current becomes zero. The control current i L (t) further decreases until time t 3 and reaches V c2 at time t 3 . Since the amount of resonant current i(t) is determined by the charging voltage V c2 , the amount of resonant current corresponds to the amount from time t 3 to time t 4 . Thereafter, the same phenomenon is repeated.
従つて、共振電流量が共振用コンデンサ７の充
電電圧Ｖcにより決定され、前記充電電圧Ｖcは、
回生電流と制御電流ｉL(t)とにより変化させるこ
とができるため、従来例のように、回生電流の途
中でスイツチング素子をオンにして回生電流量そ
のものを形成する必要はない。よつて、共振電流
を制御するには、制御コイル１３から流れる制御
電流ｉL(t)を制御すればよい。つまり制御電流ｉ
L(t)はスイツチング素子３，４のオフ期間の長さ
に比例して増加するため、上記オフ期間を変えて
前記充電電圧値−Ｖc2、Ｖc2を出力直流電圧が安
定化するように設定すればよいことになる。 Therefore, the amount of resonance current is determined by the charging voltage V c of the resonance capacitor 7, and the charging voltage V c is
Since it can be changed by the regenerative current and the control current i L (t), there is no need to turn on a switching element in the middle of the regenerative current to form the regenerative current amount itself, as in the conventional example. Therefore, in order to control the resonance current, it is sufficient to control the control current i L (t) flowing from the control coil 13. In other words, the control current i
Since L (t) increases in proportion to the length of the OFF period of the switching elements 3 and 4, the OFF period is changed so that the charging voltage values -V c2 and V c2 are stabilized as the output DC voltage. All you have to do is set it.
以上のように本発明は、回生電流が流れ終つた
あとでスイツチング素子をオンさせることができ
るため、常に共振電流は零から始まることにな
る。なお、前述の本発明の実施例において、変換
トランス９の実効もれインダクタンス値を共振用
コイル８のインダクタンス値と同一にすれば、共
振用コイル８を省略することもできる。さらに、
本発明の実施例においてはハーフブリツジ方式を
用いて説明を行なつたが、フルブリツジ方式にお
いても同様に実施でき、同様な効果が得られるこ
とはいうまでもない。 As described above, in the present invention, since the switching element can be turned on after the regenerative current has finished flowing, the resonant current always starts from zero. In addition, in the embodiment of the present invention described above, if the effective leakage inductance value of the conversion transformer 9 is made the same as the inductance value of the resonance coil 8, the resonance coil 8 can be omitted. moreover,
Although the embodiments of the present invention have been explained using a half-bridge system, it goes without saying that the full-bridge system can also be implemented in the same way and the same effects can be obtained.
第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本回路構成図、第２図はその動作波形図、第
３図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第４
図は同本発明の実施例の動作波形図である。
１，２…入力直流電源、３，４…スイツチング
素子、５，６，１７，１８…ダイオード、７…共
振用コンデンサ、８…共振用コイル、９…変換ト
ランス、９ａ…１次側巻線、９ｂ…２次側巻線、
１０…整流回路、１１…平滑用コンデンサ、１２
…電気的負荷、１３…制御コイル、１４…比較回
路、１５…パルス周波数変調器、１６…振り分け
回路、１９，２０…回生コイル。
Figure 1 is a basic circuit configuration diagram of a conventional series resonant DC-DC converter, Figure 2 is its operating waveform diagram, Figure 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and Figure 4
The figure is an operational waveform diagram of the embodiment of the present invention. 1, 2... Input DC power supply, 3, 4... Switching element, 5, 6, 17, 18... Diode, 7... Resonance capacitor, 8... Resonance coil, 9... Conversion transformer, 9a... Primary side winding, 9b...Secondary winding,
10... Rectifier circuit, 11... Smoothing capacitor, 12
...Electrical load, 13...Control coil, 14...Comparison circuit, 15...Pulse frequency modulator, 16...Distribution circuit, 19, 20...Regeneration coil.
Claims (1)
フ動作を行なうスイツチング素子と共振用コンデ
ンサおよび変換トランスの１次側巻線を含めてな
る直列接続回路を接続し、前記変換トランスの２
次側巻線に整流・平滑回路を接続し、その出力側
に接続した電気的負荷に出力直流電圧を供給する
ように構成した直列共振型DC−DCコンバータを
具備し、かつ前記共振用コンデンサと並列に第１
のインダクタンス要素を接続し、第２のインダク
タンス要素と前記スイツチング素子の導通方向と
反対方向に導通するような一方向性素子とが直列
に接続された回路を、前記スイツチング素子と変
換トランスの１次巻線の直列接続回路に対して並
列に接続したことを特徴とする定電圧電源装置。1 A series connection circuit including at least a switching element for on/off operation, a resonant capacitor, and the primary winding of the conversion transformer is connected to the input DC power supply, and
It is equipped with a series resonant DC-DC converter configured to connect a rectifier/smoothing circuit to its next winding and supply an output DC voltage to an electrical load connected to its output side, and the resonant capacitor and first in parallel
A circuit in which a second inductance element and a unidirectional element that conducts in the opposite direction to the conduction direction of the switching element are connected in series is connected to the switching element and the primary of the conversion transformer. A constant voltage power supply device characterized by being connected in parallel to a series connection circuit of windings.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085147A JPS58201574A (en) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | Constant-voltage power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57085147A JPS58201574A (en) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | Constant-voltage power source |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58201574A JPS58201574A (en) | 1983-11-24 |
| JPS6236472B2 true JPS6236472B2 (en) | 1987-08-07 |
Family
ID=13850547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57085147A Granted JPS58201574A (en) | 1982-05-19 | 1982-05-19 | Constant-voltage power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58201574A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5639731A (en) * | 1987-05-22 | 1997-06-17 | Pripps Bryggerier Ab | Amino acids for the preparation of a beverage |
-
1982
- 1982-05-19 JP JP57085147A patent/JPS58201574A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58201574A (en) | 1983-11-24 |
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