JPS6237069A - インバ−タの過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【発明の属する技術分野】

本発明はインバータ、とくに螢光灯などの放電灯の高周
波点灯に通するインバータに対する保護回路に関する。 この種のインバータは、Ｌ、Ｃ要素を含む振動回路と該
振動回路内の振動電流を持続させるように該回路内の振
動電流の方向を切換える少なくとも一つのスイッチ回路
要素を備えて振動回路内に組み込まれた負荷に給電する
とともに常時は該負荷のインピーダンスによって抑制さ
れたＱ値の振動回路条件下で運転されるが、負荷として
の螢光灯が劣化するなどの原因でその負荷インピーダン
ス値が上がると振動回路のＱ値が大きくなり、振動電流
がそのために過大となって振動電流を切換えるトランジ
スタなどのスイッチ回路要素に過電流が流れその破壊等
の事故を発生することがある０本発明回路はかかる過電
流からスイッチ回路要素を保護するものである。

【従来技術とその問題点】

上述の種類のインバータ回路としては、いわゆる自動式
、他励式の双方について種々の形式のものが知られ、て
いるが、いずれもり、Ｃ要素を含む振動ないしは共振回
路とスイッチ回路要素とを組み合わせた発振回路であっ
て、かつ振動回路内に負荷が組み込まれた形になってい
る０周知のように発振回路としては、その中の振動回路
のＱ値が高い程発振動作が安定でその発振周波数が共振
周波数にほぼ一致するし、発振波形も正弦波に近くなる
わけであるが、限られた電圧、電流特性を有するスイッ
チ回路要素を用いてできるだけ大きな電力を負荷に供給
しようとすると、該負荷は振動回路に組み込まれている
のであるから、その中で電力が消費される分だけ振動回
路のＱ値が低くなり、その発振周波数が共振条件からか
なり外れるようになることも多い。 上述のような条件で運転されているインバータは、容易
にわかるように負荷インピーダンスの変動に対して極め
て鋭敏であり、所定の定格のスイッチ回路要素を用いて
最大の電力を負荷に供給しうるようにインバータ回路が
最適設計されていればいる程、この鋭敏度は一般的に高
くなる。最も極端な場合として負荷が振動回路から切り
離されたときを考えると、振動回路のＱ値はそのり、　
　Ｃ要素のもつ固有のＱ値にまで高まるので、発振作用
が増大して振動回路従ってその切換用スイッチ回路要素
を流れる振動電流が過大となって、スイッ千回路要素と
してのトランジスタなどを破壊してしまう、従ってスイ
ッチ回路要素の利用率を一杯に高めるように設計された
インバータ回路では、高い精度で振動電流の値を検出し
て、それが許容値を越えたときスイッチ回路要素をその
破壊ないしは劣化からを効に保護してやらなければなら
ない。 従来かかる目的に適する有利な保護回路は必ずしも知ら
れていないが、その保護性能や精度を別にして類似の公
知例を強いて挙げると第４図および第５図に示すとおり
である。 第４図はいわゆる１石インバータの例であって、回路全
体を説明すると煩雑になるので大要のみを説明する。こ
のインバータ回路は整流回路からなるｉｓ部１により給
電され、この例では並列共振形のり、Ｃ要素からなる振
動回路２とスイッチ回路要素としての１個のトランジス
タ３と発振のためのフィードバック回路とからなり、Ｆ
で示される螢光灯とその点弧手段ＩＬとを含む負荷４に
高周波電力を供給する。このインバータ回路に対する保
護手段は電源部１の交流側に挿入されたヒユーズ５であ
る。よく知られているように、このヒユーズの保護性能
は過電流率が非常に高い場合には確実であるが、定格電
流値の数十パーセントオーダの過電流に対しては保護信
転性はかなり低い。 また、容易にわかるようにこの回路例のように振動回路
ないしはスイッチ回路要素内を流れる過電流に対する保
護手段を、電源部の入側に設けるのではかなり迂遠であ
り、高精度で過電流を検出するわけには行かない。もっ
とも、螢光灯Ｆが劣化等で非常な高インピーダンスにな
ったり、螢光灯自体が引き抜かれたりすると、振動回路
２のＱ値が著しく上がり振動電流も常時の数倍程度に上
昇するので、この手段でもかなりの保護効果を上げるこ
とはできる。しかし、スイッチ回路要素３の定格電流値
が振動電流の常時値に近く選ばれ、螢光灯のインピーダ
ンス上昇がさ程でない場合にはこの例の手段では充分な
保護効果を到底期待できない。 なお、ヒユーズ５の挿入位置としてはｔｉｉｌ！１の入
力側に限らず、振動電流回路内にすることも当然できる
わけであるが、切断時の取換え上の便宜を考えると余り
思わしくない、この観点からはヒユーズ５を螢光灯の近
接、例−えば図の×印で示す位置５１に挿入することは
実用性があるが、スイッチ回路要素への保護としては回
路方式によっても異なるが間接的になるのをまぬがれな
い、また、例示のような螢光灯の場合に、インバータ回
路を従来のように灯其内に収納せずに例えばボール形の
螢光紅白に納めてしまうような用途では、ヒユーズを取
替えること自体が望ましくなく、取換え手間のかからな
い保護手段が望まれている。 第５図の例はこの点を解決したもので、インバータの回
゛路方式としていわゆる２石式のものが示されており、
前の第４図と同等の部分には同符号が用いられている。 この例の場合に保護すべき対象はスイッチ回路要素とし
ての２個のトランジスタ３ａ　、　３ｂであり、このた
めに保護回路６が設けられている。１を流値信号は振動
回路２のリアクタンスＬを一次コイルとする点火トラン
ス７に巻かれた検出コイル６ａから取られており、ブロ
ックで示された判定回路６ｂはこれを受けて過電流と判
定したとき過電流信号ＯＣ８をトランジスタ６Ｃのベー
スに与える。これによってトランジスタ６Ｃはオンして
、主トランジスタ３ａ、３ｂのベース・エミッタ間をそ
れぞれ抵抗８を介して短絡することによりオフさせ、過
大な振動電流を切断させる。従って、この例の保護回路
６はヒユーズの取替えの必要性をなくすことができる。 しかし、この例において検出コイル６ａから取られる電
流値信号は純粋な振動回路電流とはいえず、これと螢光
灯Ｆｌ、Ｆ２を流れる負荷電流と合成されたものである
から、それだけトランジスタ３ａ、３ｂを流れる過電流
検出の精度は落ちることになる。もっとも、この点は評
価回路６ｂの構成次第で改善されうるが、それだけ回路
が複雑化してしまうことになる。またこの例ではトラン
ジスタ６ｃのコレクタ電位ないしはトランジスタ３ａ、
３ｂのベース電位賦与のためのコイル６ｄや付属回路（
ダイオードとＣＲ）があって回路構成が必ずしも簡単で
なく、またベース抵抗８も発振作用のために必要なもの
ではあるが、トランジスタ６ｃによるベース・エミッタ
間短絡効果上は望ましい構成とはいえない０以上のよう
にこの従来例においても、スイッチ回路要素を保護する
手段としては依然やや迂遠であって、保護効果はまだ充
分とはいえず、かつ保護回路まわりの回路構成がかなり
複雑化してしまっている。前述のボール形の螢光灯のよ
うな場合、インバータ回路はいわば使い捨てになってし
まうので、保護回路も構成が簡単で従ってコストが安く
なければならない。

【発明の目的】

本発明の目的は高い利用率で運転されるスイッチ回路要
素に対しても確実に保護できるように精度が高く、かつ
保護のための回路構成を極力簡単化できるインバータの
過電流保護回路を得ることに存する。

【発明の要点】

本発明においては、上述の目的を振動回路内の振動電流
の値を常時検出してその値が所定のしきい値を越えたと
きに過電流信号を発する過電流検出回路と、該過電流信
号を受けてスイッチ回路要素をオンオフいずれかの状態
に強制拘束して該回路要素に流れる振動電流を終息させ
る拘束回路とを備えた保護回路により達成する。以下、
第１図を参照しながら本発明の構成の要点を説明する。 ただし、本発明の上述の要旨は第１図に示されたインバ
ータの回路構成などに限定されるものでないことに留意
されたい。 保護回路の説明に入る前にまずインバータ回路の構成と
動作の大要を説明する。第１図のインバータ回路では振
動回路１０としてり、Ｃの直列共振回路が用いられてお
り、負荷３０たとえば螢光灯はキャパシタＣに並列接続
された形で振動回路１０に組み込まれている。この振動
回路ｌＯの上側端子は直流分を遮断するカップリングコ
ンデンサ８０を介して直流電源７０の正極と結ばれてい
る。このインバータ回路におけるスイッチ回路要素はそ
れぞれブロックで示された２１．２２であって、ダイオ
ードで模式的に示された方向性をもつスイッチ例えばト
ランジスタである。この２個のスイッチ回路要素２１．
２２は電Ｂ７０の正負極間に直列に接続され交互にオン
・オフ動作されるもので、両者の相互接続点に振動回路
１０の下側端子が結ばれる。２個のスイッチ回路要素２
１．２２を交互にオン・オフ動作させるのは、切換指令
回路６０であって、例えば振動回路１０を流れる振動電
流の変化の方向を判別してそれに応じて図で太い鎖線で
示された切換指令を両要素２１．２２に交互に与える。 下側のスイッチ回路・要素２１がオン状態にあるとき、
振動電流は図で細い点線１１で示されるように、電源７
０の正極からカップリングコンデンサ８０．振動電流１
０およびスイッチ回路要素２１を経て電ａ７０の負極に
流れ、これが第２図でも実線１１で示されている。この
振動電流１１が極値（図では負の）ｉｐに達してその変
化の方向が変わったとき、切換指令回路６０はこれを検
出して下側のスイッチ回路要素２１をオフ操作し、上側
のスイッチ回路要素２２をオフ操作する。これと同時に
振動電流１１は上側のスイッチ回路要素２２に並列接続
されたフリーホイーリングダイオード２２ａの方に流れ
を変えて、該ダイオード２２ａ、カツプリングコンデン
サ８０および振動回路１０を還流する。このフリーホイ
ーリング電流が第１図ではｉ２ｆで示され、第２図では
フリーホイーリング期間がハンチングで示されている。 少時のフリーホイーリング期間の後、振動回路１０およ
びカップリングコンデンサ８０内に蓄積されたエネルギ
により、振動電流は前の１１とは逆の方向に図で１２で
示すように流れ、ｌスイッチング周期Ｔの後再びスイッ
チ回路要素２１．２２が逆の状態に切換えられる。もち
ろん、この場合には下側のスイッチ回路要素２１に並列
接続されたダイオード２１ａがフリーホイーリング作用
をする。 以上の正常なインバータ動作の間、振動回路１０のキャ
パシタＣに接続された負？ｆＪ３０には交流電力が供給
されて、例えば螢光灯が高周波点灯される。 このインバータの発振周波数はふつう数十から数百ｋＨ
ｚである。しかし、振動回路１０に低インピーダンスの
負荷３０が組み込まれているので、その実効Ｑ値は純粋
なり、Ｃ要素で決まるＱ値よりもかなり低く、その実効
共振周波数も純粋なり、Ｃ要素で決まる共振周波数より
も低くなっている。従って、もし負荷Ｑのインピーダン
スが螢光灯の劣化などで高くなるとか、極端な場合とし
て負荷３０が断になると、振動回路１０のＱ値は飛躍的
に増大して第２図で示すような過大な周波ｖ１１１．１
２がスイッチ回路要素２１．２２に流れることになる。 なお、この際発振周波数も高まるのであるが、第２図で
は便宜上同じ周期Ｔ上に大きな振動電流１１．１２が示
されている。 第１図の過電流検出回路４０はこの過大な振動電流を検
出するもので、公知の電流検出手段により振動回路内の
振動電流の値を常時検出できるものであればよい。この
インバータ回路例では、切換指令回路６０がすでにこの
振動電流を常時監視しているので、これから振動電流値
信号を受けるようにすると有利である。多くの自動式イ
ンバータの場合、このようにスイッチ回路要素の切換手
段と電流検出値を共用することによって、過電流検出回
路の構成を簡単化することができる。いずれにせよ過電
流検出回路４０では、検出された振動電流値をスイッチ
回路要素の保護の見地からあらかじめ設定されたしきい
値と比較し、前者が後者を越えたとき過電流信号ＯＣ８
を発するようにすればよい。 第１図の拘束回路５０はこの過電流信号を受け、スイッ
チ回路要素２０をオン・オフいずれかの状態に拘束する
ことによって過大な振動電流を終息させる。この拘束手
段としては、例えばスイッチ回路要素２０がトランジス
タである場合はそのベース・エミッタ間を短絡すること
によってオフ状態に強制拘束することができ、その他の
任意の公知手段を用いることもできる。また拘束状態は
オフ状態に限らず場合によりオン状態であってもよい。 すなわち、第１図に示すようなインパーク回路では振動
回路１０は電′ａ７０からカップリングコンデンサ８０
によって直流的に絶縁されているから、図示のようにス
イッチ回路要素２１ａをオン状態に拘束しても振動回路
ｌＯ内に定常電流が流れることはなく、その中に流れる
振動ｉｔ流は自然減衰により少時後に終息する。また、
図示のように振動回路１０が直列共振回路であって、負
荷が放電灯である場合も同様である。スイッチ回路要素
をオフ状態に拘束する場合、第２図からもわかるように
大きなｉｉ流をピーク値付近で遮断する必要はなく、ま
たオフ操作時の電流がかなり大きくてもインバータ回路
が元来フリーホイーリング機能を備えているので、オフ
操作は円滑に行なわれ得る。さらに急速なオンまたはオ
フ操作を行なっても、振動回路１０内のリアクトルしに
過大な電圧が発生するおそれも、このフリーホイーリン
グ作用により著しく緩和され、急速な拘束による保護性
能の向上を可能にする。 拘束回路５０により拘束すべきスイッチ回路要素２０は
、図示の例のように２個の要素２１．２２がある場合、
両者を同時にオン状態に拘束することを除いて両者を同
時に拘束してもよいし、その任意の一方だけを拘束する
ようにしてもよい、スイッチ回路要素２０が単一である
場合には、一般には該要素２０をオフ状態に拘束するこ
とでよく、またインバータの回路構成次第でオン状態に
拘束することも許される。さらに拘束時間については、
過電流検出回路４０あるいは拘束回路５０に自己保持機
能を持たせて、一旦過電流が検出された上はインバータ
が再びスタートされるまで振動電流を終息させてしまう
のが一般には望ましい、しかし、過電流が瞬時的な場合
もありうるので、少時たとえば所定タイマ時間の経過後
に拘束を自動的に解くようにすることもできる。この時
限としては、負荷の起動時例えば螢光灯の点灯開始時に
振動回路に比較的大きな電流が流れうるので、この起動
電流の時限よりも長い目に設定するのが望まれる。また
、この点を考慮して後述のように過電流検出回路４０の
過電流信号ＯＣ３の発生のタイミングに適当な時限を持
たせるのが望ましい。

【発明の実施例】

以下第３図を参照しながら本発明の詳細な説明する。第
３図に示されたインバータは前の第１図と同様な２石式
の自助インバータであるが、スイッチ回路要素としては
高周波用の電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴという）
　２１．２２が用いられており、前述のフリーホイーリ
ングダイオードはこのＦＥＴ内に作り込まれているので
図には示されていない、インバータ回路部は符号１００
で示されており、その入力端子１０１，１０２に第１図
の電源７０からの直流入力を受け、交流出力端子１０３
．１０４を介して振動回路１０および負荷３０に接続さ
れる。 残存の部分中筒１図と同じ部分には同符号が付されてい
る。 前述の切換指令回路６θに相当するものはこの実施例で
は電流変成器６１であって、その−次コイル６１ａ　は
振動回路１０のリアクトル１１およびキャパシタ１２を
流れる振動電流を受ける。その２個の二次コイル６１ｂ
、　６１ｃは図で逆方向の矢印で示されるように互いに
逆方向の電圧を発生し、交互にオン・オフ指令をＦ　Ｅ
　７２１，２２のゲートに発する。この指令を受ける両
ＦＥＴのゲート回路はそれぞれ抵抗２１ｂ、２２ｂとツ
ェナダイオード２１ｃ、２１ｂを備えており、電流変成
器６１の一次コイルを流れる振動電流の変化の方向にほ
ぼ対応する電圧信号を画ＦＥＴ２１，２２のゲートに交
互に与えるとともに、振動電流が過大になった際にも所
定値以上の電圧がゲートに掛かることをツェナダイオー
ド２１ｃ、２２ｃによって防いでいる。なお、二次コイ
ル６１ｂ、　６１Ｃからの電圧がオフ指令に相当する極
性であるとき、ツェナダイオードは順方向に導通してＦ
ＥＴ２１または２２のゲート電位をドレインに対して零
電位に保つ。 負荷３０内の放電灯３１のインピーダンス上昇ないしは
その断によって振動電流が過大になったときの！　２＊
　（！！検出は、過電流検出回路４０によってなされる
が、そのための電流値信号は、スイッチ回路要素切換え
用の電流変成器６１のこの例では下方の二次コイル６１
ｂを利用して取られている。この二次チイル６１ｂの二
次電圧は抵抗４２ａとダイオード４２ｂとを介して２個
の抵抗４３ａ、４３ｂからなる電圧分割回路に導かれる
。ダイオード４２ｂはＦＥＴ２１が導通して振動回路１
０にｔ′ａから強制的に電流が流されている期間のみｔ
ｆ電流値信号電圧分割回路に与える。これによって無用
な期間に拘束回路５０によってＦＥＴ２１がむだに拘束
操作されるのが防止される。電圧分割回路の抵抗４３ａ
の方はポテンシヨメータであって、過電流検出回路４０
の検出しきい値の調節に用いられる。このボテンシリメ
ータは、ダイオード４３ｃを介して、トランジスタ４５
のベースに接続されたツェナダイオード４４にそのツェ
ナ電圧と逆方向に与えられる。従って図のＰで示された
接続点の電位がツェナダイオード４４のツェナ電圧とト
ランジスタのベース・エミッタ間電圧の和よりも大きく
なったとき、トランジスタ４５ｂは導通して振動電流が
過大であることを検出する。この結果次段のトランジス
タ４６はオフされその右方に示された抵抗４７ａとキャ
パシタ４７ｂとからなる時定数回路にかかるトランジス
タ４６のコレクタ電位が上昇する。この時定数回路は前
述のように放電灯３１の点火時に相当する時限を持たせ
るためのもので、この所定時限後に過電流信号ＯＣ５が
過電流検出回路４０から拘束回路５０に発しられる。 トランジスタ４６のオフ動作に伴い、その上昇したコレ
クタ電位が抵抗４８ａとダイオード４８ｂとからなる自
己保持回路を介して前述のＰ点すなわち過電流検出用の
トランジスタ４５のベースに与えられるので、過電流検
出後の振動電流の大きさのいかんに拘らず過電流検出回
路４０は過電流信号ＯＣＳを出し続ける。なお、過電流
検出回路４０への給電は入力端子１０１から安定化用キ
ャパシタ４１ａ、抵抗４１ｂおよびツェナダイオード４
１ｃを介して安定化された電圧の形で与えられる。また
２個の抵抗４９　、４９はそれぞれトランジスタ４５．
４６のコレクタを氏抗である。 拘束回路５０の主体は、この例では下側のＦＥＴ２１の
ゲート・ドレイン間橋絡するＦＥＴ５１であって、高抵
抗５２によって常時は零電位におかれるそのゲートに前
述の過電流信号ＯＣＳをツェナダイオード５３を介して
受ける。ツェナダイオード５３は拘束回路５０の動作点
を明確に決めるためのもので、前述の過電流検出回路４
０内の時定数回路４７からの経時的に立ち上がる過電流
信号ＯＣＳの電圧値がツェナダイオード５３のツェナ電
圧とＦＥＴのゲートしきい値との和を越えたとき、ＦＥ
Ｔ５１が導通して主回路のＦＥＴ２１のゲート・ドレイ
ン間を短絡し該Ｆ　Ｅ　Ｔをこの例ではオフ状態に拘束
する。すなわち、ツェナダイオード５３は時定数回路４
７と共働して過電流が検出された後の所定時限後に正確
にスイッチ回路要素を拘束する役目を果たす、また周知
のようにこの拘束回路５０に用いられているＦＥＴ５１
は、その導通後のソース・ドレイン間が起電力の全くな
い純粋な低抵抗として働くから、スイッチ回路要素とし
てのＦＥＴ２１のゲート・ドレイン間を確実に短絡して
オフ状態に拘束することができる。この作用はスイッチ
回路要素としてバイポーラトランジスタが用いられたと
きとくに有効であって、拘束素子としてＦＥＴを用いる
のはスイッチ回路要素を確実にオフ拘束する上で有利で
ある。 上に説明した部分のほか、第３図に示されたインバータ
回路には回路起動手段が含まれている。 この手段には抵抗９１とキャパシタ９２とからなる時定
数回路、この時定数回路の出力を受けて導通し下側のＦ
ＥＴ２１をオン操作するダイアック素子９３゜起動終了
後にキャパシタ９２の電荷を放電させて起動回路を休止
させるダイオード９４．さらには転流用の２個の抵抗９
５ａ　、　９５ｃおよびキャパシタ９５ｂが含まれるが
、本発明回路の動作とはとくに重要な関連がないのでそ
の詳細は省略する。 以上説明した実施例に示されたインバータ回路や保護回
路の具体例のほかに、本発明は種々の変形された態様で
実施をすることができる。しかし、以上の説明からも容
易に諒解されるように、特許請求の範囲に記載されたよ
うな諸態様において本発明回路はとくに有利に実施され
うる。なお、負荷のインピーダンスが極端に低下し、あ
るいは負荷が短絡されたような場合、インバータの回路
方式によっても異なるが負荷インピーダンスが上昇した
とき程には過電流の値は大きくならないことが多い０例
えば第１図のような回路の場合、負荷３０が短絡されて
もカンプリングコンデンサ８０のキャパシタンスとリア
クトルしのリアクタンスとが直列共振回路を形成するが
、カンプリングコンデンサ８０のキャパシタンスをある
程度大きく選べばその共振周波数は非常に低くなり従っ
て振動ｔｉの値も過大にならないことが多いからである
０本発明回路はかかる回路定数の選択を組み合わせて負
荷の種々の変動に対してスイッチ回路要素の保護を確実
に保証する上で著効を備えるものである。

【発明の効果】

以上説明したように本発明においては、インバータの遇
を流保ｌＩ薗路を振動回路内の振動電流の値を常時検出
してその値が所定のしきい値を越えたときに過電流信号
を発する過電流検出回路と、該過電流信号を受けてスイ
ッチ回路要素をオンオフいずれかの状態に強制拘束して
該回路要素に流れる振動電流を終息させる拘束回路とを
備えるように構成するという比較的簡単な手段で、Ｌ、
　　Ｃ要素を含む振動回路と該振動回路内の振動電流を
持続させるように該回路内の振動電流の方向を切換える
少なくとも一つのスイッチ回路要素を備えて振動回路内
に組み込まれた負荷に給電するとともに常時は該負荷の
インピーダンスによって抑制されたＱ値の振動回路条件
下で運転される形式のインバータを負荷インピーダンス
ないしは振動回路のＱ値の増大による過大振動電流から
スイッチ回路要素を保護する上で従来よりも格段に確実
な効果を挙げ、従ってスイッチ回路要素をその本来の定
格性能一杯に利用することを可能とするものである。 すなわち、本発明回路における過電流検出部は従来のよ
うにむしろ迂遠な手段によらず振動回路内の振動電流を
常時正確に検出できるので、それだけ検出精度を南める
ことができる。この検出のための電流信号は従来からイ
ンバータ内に設けられている切換手段などから取ること
ができ、検出回路全体も極小の半導体チップ内に集積化
してサイズとコストを下げることができる。また本発明
回路における拘束回路は単に既存のスイッチ回路要素を
オンまたはオフ状態に拘束するだけでよいので、複雑な
回路を追加する必要がなく、しかも前述の説明からもわ
かるようにインバータ回路が本来もつ特性をうまく利用
して拘束操作を円滑にかつ確実に行なうことができる。 本発明の以上の利点はとくにボール彫型光灯などの負荷
に組み込まれるインバータに対して有効に利用でき、そ
の信頼性向上と価格低減を通じてその実用化と普及に貢
献しうるものと期待される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるインバータの過電流保護回路の原
理を２石式のインバータの例に関連して示す基本構成回
路図、第２図は該インバータ内の振動電流の正常状態と
異常状態とを対比して示す線図、第３図は本発明回路の
具体実施例を示す回路図である。第４図以降は従来例を
示すもので、第４図は１石式インバータの、第５図は２
石式インバータの例について従来の保護手段を示す回路
図である０図において、 ｌＯ：振動回路、１１．Ｌ：振動回路のＬ分を構成する
りアクドル、ｔ２．Ｃ：振動回路の０分を構成するキャ
パシタ、２０．２１．２２：スイッチ回路要素ないしは
その具体例としての電界効果トランジスタ、２１ａ＋　
２２ａ　：フリーホイーリングダイオード、３０：負荷
、３１：負荷例としての放電灯、４０：過電流検出回路
、４３ａ：過電流検出し、きい値調整用ボテンシッメー
タ、４５：過電流検出用トランジスタ、４６；過電流信
号発生用トランジスタ、４７ａ、　４７ｂ　：過電流信
号に時限を与えるための時定数回路を構成する抵抗およ
びキャパシタ、４８ａ、　４８ｂ　：過電流信号の自己
保持回路を構成する抵抗およびダイオード、５０：拘束
回路、５１：拘束用電界効果トランジスタ、５３：過電
流信号の時限決定用のツェナダイオード、６０；切換指
令回路、６１：切換指令回路ないしは振動電流の電流値
信号源用の電流変成器、７０：インバータに直流電力を
供給する電源、８０：カップリングコンデンサ、９０：
インバータの起動回路、１００：インバータ、ｉｆ、　
ｉ２：正常な振動電流、　１１．１２：異常な振動電流
ないしは過電流、ＯＣ８：過電流信号、Ｔ：インバータ
のスイッチング周期ないしは発振周期、ｔ：時間、であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）Ｌ、Ｃ要素を含む振動回路と該振動回路内の振動電
   流を持続させるように該回路内の振動電流の方向を切換
   える少なくとも一つのスイッチ回路要素を備えて振動回
   路内に組み込まれた負荷に給電するとともに常時は該負
   荷のインピーダンスによって抑制されたＱ値の振動回路
   条件下で運転されるインバータに対する過電流保護回路
   であって、振動回路内の振動電流の値を常時検出してそ
   の値が所定の値を越えたときに過電流信号を発する過電
   流検出回路と、該過電流信号を受けてスイッチ回路要素
   をオンオフいずれかの状態に強制拘束して該回路要素に
   流れる振動電流を終息させる拘束回路とを備え、前記負
   荷インピーダンスないしは振動回路のＱ値の増大による
   過大振動電流からスイッチ回路要素を保護しうるように
   したことを特徴とするインバータの過電流保護回路。 ２）特許請求の範囲第１項記載の回路において、負荷が
   放電灯とくに螢光灯であることを特徴とするインバータ
   の過電流保護回路。 ３）特許請求の範囲第１項記載の回路において、インバ
   ータが自励式インバータであってスイッチ回路要素のオ
   ンオフ制御のために振動電流の方向を検出する手段を含
   み、該手段の検出出力が振動電流値信号として過電流検
   出回路により利用されることを特徴とするインバータの
   過電流保護回路。 ４）特許請求の範囲第３項記載の回路において、振動電
   流方向検出手段が電流変成器であることを特徴とするイ
   ンバータの過電流保護回路。 ５）特許請求の範囲第１項記載の回路において、過電流
   検出回路が過電流信号の出力状態を保持する自己保持回
   路手段を含むスイッチング出力動作回路であることを特
   徴とするインバータの過電流保護回路。 ６）特許請求の範囲第１項記載の回路において、過電流
   検出回路が振動電流中の一方の極性の過電流のみを検出
   するように構成されたことを特徴とするインバータの過
   電流保護回路。 ７）特許請求の範囲第１項記載の回路において、スイッ
   チ回路要素が２個設けられ、拘束回路が過電流信号に基
   づいて該２個の要素のいずれか一方のみの動作を拘束す
   るようにしたことを特徴とするインバータの過電流保護
   回路。 ８）特許請求の範囲第１項記載の回路において、拘束回
   路が過電流信号に基づいてスイッチ回路要素をオフ状態
   に拘束することを特徴とするインバータの過電流保護回
   路。 ９）特許請求の範囲第１項記載の回路において、振動回
   路が直流を遮断するカップリングコンデンサを介してイ
   ンバータの電源に接続され、拘束回路が過電流信号に基
   づいてスイッチ回路要素をオン状態に拘束することを特
   徴とするインバータの過電流保護回路。 １０）特許請求の範囲第１項記載の回路において、スイ
   ッチ回路要素がバイポーラトランジスタであり、拘束回
   路が該バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間を
   オン時に橋絡しうる電界効果トランジスタにより該バイ
   ポーラトランジスタをオフ状態に拘束することを特徴と
   するインバータの過電流保護回路。 １１）特許請求の範囲第１項記載の回路において、振動
   電流が過電流状態にある期間に限って拘束回路が過電流
   信号に基づいてスイッチ回路要素の動作状態を拘束する
   ことを特徴とするインバータの過電流保護回路。 １２）特許請求の範囲第１項記載の回路において、イン
   バータの動作が電源から振動回路に強制通流する動作期
   間と振動回路中の蓄積エネルギを開放して該回路に惰性
   電流を通流する動作期間とを含み、過電流検出回路が前
   記強制通流期間内の振動電流を検出するようにしたこと
   を特徴とするインバータの過電流保護回路。