JPS6237094A - パワ−トランジスタ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、モータ駆動用インバータにおけるパワート
ランジスタ駆動回路に関するもので、特に、航空機用等
に適用する場合に問題となるパワートランジスタ駆動回
路の発熱を最小とするためのものである。

〔従来の技術〕

従来、モータ駆動用インバータは一般の場合には、その
ベース駆動回路を簡単にするために、出力段のパワート
ランジスタの構成をダーリントン接続としたものが多い
が、パワートランジスタのダーリントン接続の場合は、
パワートランジスタが０８時の電圧降下が大きく、また
、スイッチング速度も遅くなりやすいため、パルス幅変
調方式にて大電流を高周波にてスイッチングする必要の
インバータにては、このパワートランジスタの部分での
損失及び発熱が多くなってしまう。そこで、発熱が最小
であることを必要とする航空機用等のインバータでは、
通常のシングル型パワートランジスタを使用し、別に小
屋のＤＣ電源を設けてインバータ主電源より十分ζこ低
い電圧を発生させ、この電圧をパワートランジスタのベ
ース回路駆動源としている。

第４図は従来のモータ制御用インバータの主回路構成を
示す図、第５図は、第４図におけるパワートランジスタ
のベース駆動回路を示す図、第６図は、第５図のベース
駆動回路の電源回路を示す図である。第４図において、
ＥＩは直流電源ｓ　”１は電源回路フィルタ用チョーク
コイル、ＣＩは電源フィルタ回路用コンデンサ、Ｑｔ＋
ｐ−ＱｗはパワートランジスタｂＤＴＪＰ−ＤｗＮはフ
ライホイル用ダイオードであり、各パワートランジスタ
ＱＵＰ　−Ｑｗと各フライホイル用ダイオードＤＵＰ　
’−ＤＷＮは三相インバータ回路を構成している。ＣＴ
１は上記三相インバータ回路の電流を検出するための直
流用ＣＴ、Ｍは負荷となるモータである。

第５図において、Ｑ及びＤは第４図の三相インバータ回
路の一組のパワートランジスタとダイオードの組み合わ
せ部分を示し、　Ｒ１−Ｒ６は抵抗。

ＤＺ、はゼナーダイオード％Ｑ１〜Ｑ４はトランジスタ
、　Ｄ、　、Ｄ、はダイオード、　ＰＣ，は信号絶縁用
フォトカプラ、Ｃ６は電解コンデンサを示す。また、各
端子ＥＢｎとＲＢｎ’はベース駆動回路の電源入力端子
、端子Ｓはパワートランジスタ駆動信号入力端子、各端
子ＢｎとＢｎはパワートランジスタのベース駆動出力端
子である。

第６図において、ＯＳＣ，は矩形波信号発生用発振器、
　ＦＦ’、はフリップフロップ、　Ａ１．４　は増幅器
、Ｑ、、Ｑ、はトランジスタ、Ｄ、、Ｄ、はダイオード
、Ｔ、は入力巻線に中間タップを有し、かつ多出力巻線
を有するトランス、　Ｄ８１〜ＤＳ４は全波整流器、Ｃ
Ｉ−０４は平滑用コンデンサである。各出力端子ＥＢＵ
ＰとＥＢ’ＵＰ　ｐ　ＥＢｖｐとＥＢ′ｖＰ、ＥＢｗＰ
とＥＢ’ＷＰは、それぞれ第５図のベース駆動回路の各
端子ＥＢｎとＥＢＳｌ　に接続され、さらに各パワート
ランジスタＱＵＰ　ｔ　Ｑｖｐ　ｐ　Ｑｗｐのベースに
接続される。各出力端子ＥＢＮとＥ　ＤＷＮは３組のベ
ース駆動回路へ接続され、さらに各パワートランジスタ
ＱＵＮ　、　Ｑ■、Ｑ鼎のベースに接続される。また。

トランスＴ、の一次巻線の中間タップは直流電源Ｅ１に
接続されている。

次に、上記第４〜第６図に示す回路の動作ｌこついて説
明する。第６図番こ示すベース駆動回路の電源回路は、
矩形波信号発生用発振器Ｏ８Ｃ，が一定の周期を持つ発
振信号を発生し、フリップフロップＦＦ、はこの発振信
号をトリガ信号として受け、各出力端子ＱとＱに交互に
矩形波出力を発生させる。この矩形波出力は各増幅ａ　
Ａｔ　−Ａｔ　　を通して各トランジスタＱ、、Ｑ、　
　に送られ、この各トランジスタＱ、、Ｑ、　　が交互
に導通することによりトランスＴＩの二次側に交流電圧
を発生し、さらにそれぞれ全波整流５　ＤＳ、〜ＤＳ４
にて全波整流され、各平滑用コンデンサＣ１〜Ｃ番にて
平滑されて直流電圧を得る。この電圧値の大きさＥｂは
ｍ　　”１　＊”＊をそれぞれトランスＴ、の一次側巻
線、二次側巻線の巻数として、 となる。このＥｂが第５図に示すパワートランジスタの
ベース駆動回路の各端子ＥＢｎとＥ「ｎに加えられてい
る。第５図に示す端子Ｓには図示しないパワートランジ
スタ駆動制御回路よりＯＮ１０　Ｆ　Ｆ信号が送られて
いる。第７図には、第５図に示すベース駆動回路の端子
Ｓへの信号と、各トランジスタＱ、　、Ｑ、　、Ｑ、の
状態と、トランジスタＱ４の状態と、この時流れるパワ
ートランジスタのベース電流Ｉ、の状態とが示されてい
る。端子Ｓの信号がＨレベルになると、各トランジスタ
Ｑｓ　ｙ　Ｑｗ　ｅＱ３　　がＯＮとなり、次のベース
電流ＩＢＩが流れる。

なお、この例ではトランジスタベース逆バイアス電圧発
生用ダイオードを２個用いているが、３１固以上でも良
い。また、ｖｃＥ３はトランジスタＱ、の０８時の電圧
降下であり、 の関係が成り立つ。

ところでｓ　　よりｌはパワートランジスタの負荷電流
、すなわちコレクタ電流が最大時にてもパワートランジ
スタを十分に飽和させることが必要であり、特に使用周
囲温度範囲が広い場合には、パワートランジスタの増幅
度も大きく変化するため、ＩＢＩの大きさはそのパワー
トランジスタの最大負荷時のコレクタ電流ＩＣｍの約τ
〜ｍに選定する必要がある。また、ベース駆動回路の電
源電圧Ｅｂ及び抵抗Ｒ４は、温度変化によるパワートラ
ンジスタベースエミッタ電圧降下ＶＢＥや逆バイアス用
ダイオードの電圧降下Ｖ【の変化を生じても、はぼ一定
なＩＢＩを確保できるように選定され、通常は約６〜１
ＯＶｄｃが適当である。一方、端子Ｓの信号ｆｆ１Ｌレ
ベルに変るもトランジスタＱ４のみがＯＮとなり、平滑
用コンデンサＣ１に蓄積された電荷が逆バイアス電源と
なって、抵抗凡６を通ってパワートランジスタのベース
に逆バイアス電流−■Ｂ２が流れて、パワートランジス
タは急速にＯＦＦ状態となる。

〔発明が解決しようとする問題点、〕

上記のような従来のパワートランジスタ駆動回路では、
インバータの負荷がモータである場合に。

起動時、過負荷時に短時間ではあるが大きな出力電流を
流す必要があるので、従来方法によれば。

インバータのパワートランジスタは、その最大電流時で
も完全に導通できるようにベース、駆動回路及びこの電
源は、常にトランジスタの最大負荷電流ＩＣｍ　　に対
応するベース電流ＩＢ１ｍ　が流れることができるよう
に設定しておかなければならず、さもなければパワート
ランジスタがベース電流不足のために十分な２４通がで
きず、このため、発熱が大となるか、安全動作領域を超
える寺により破損したり、又はインバータがゴ定の出力
電圧を発生できなくなったりする。この時のベース駆動
回路部による損失ＷＢは、αをチョッパ動作におけるＯ
Ｎ比として、 ＷＢ　””　（■Ｂ１ｍ　＠Ｒ８＋　ＩＢＩ　ｍ・ｖＢ
Ｅ　＋　２１Ｂｌ　ｍ・Ｖ（＋ｌｎ５ｍ会ｖｃｚｓ　）
α　　・・・・・・・・・（３）となる。これにより、
インバータの軽負荷又は定格負荷で運転している時にも
、大きな損失と発熱を発生することになるという問題点
があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、モータ駆動用インバータにおいて、パワートラン
ジスタのベース駆動回路で発生する損失及び発熱を最小
とさせることができるパワートランジスタ駆動回路を得
ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るパワートランジスタ、駆動回路は、イン
バータ主回路の入力部に置かれた負荷４流検出器からの
信号６を利用してインバータの負荷電流状態信号を得、
この負荷′電流状態信号を増幅してからパルス幅制御可
能形ワンショットタイマの制御入力端子に加え、その出
力信号をパワートランジスタのベース駆動回路用電源の
ＤＣ−ＤＣコンバータの一次側トランジスタの導通角制
御に用い、これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力１
圧を負荷電流に対応して変えられるようにしたものであ
る。

〔作用〕

この発明のパワートランジスタ駆動回路においては、パ
ワートランジスタのベース駆動回路の電源電圧を負荷電
流に応じて変化させることにより、パワートランジスタ
のベース電流を常に必要最小限に抑えることができ、ベ
ース駆動回路による損失を少なくし、これによって発熱
をも抑制する。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例であるパワートランジスタ
駆動回路の電源回路を示す図で、第６図と同一部分は同
一符号を用いて表示してあり、その詳細な説明は省略す
る。図に示すように、ＣＴ。

の出力は、インバータ主回路の高周波チョッパ動作によ
るリップル分を取り除くための小さな時定数を有するフ
ィルタ回路（）ｔ’ｓ、Ｃｓ）を通して増幅器ＩＣ，、
各抵抗島〜几、からなる増幅回路１こ送られる。この増
幅回路からの出力は、出力パルスの幅が外部からの制＃
也圧により可変することができる、例えば５５５形のよ
うなワンショットタイマＩＣ，のパルス幅制御端子へ送
られる。抵抗Ｒ６゜コンデンサＣ６はワンショットタイ
マＩＣ，のタイマ動作の基本時限を定める。矩形波信号
発生用発損益０ＳＣ８の出力は、上記ワンショットタイ
マＩＣ，のトリガ端子及びフリップフロップＦＦ１　の
トリが端子に加えられる。ワンショットタイマＩＣ，及
びフリップフロップＦＦ、　からの出力信号は各論理積
回路ＡＮＤ、、ＡＮＤ、に加えられて合成され、各増幅
器Ａ、、Ａ、に送られてＤＣ−ＤＣコンバータ回路を形
成する各トランジスタＱ、、Ｑ２のベース信号を成すよ
うに構成している。

第２図は、第１図の回路における各部の励作及形図、第
３図は、第１図の回路におけるパワートランジスタの負
荷電流と出力電圧との１係を示す図である。

次に、上記第１図に示す回路の動作について説明する。

インバータの入力電流、すなわちパワートランジスタの
負荷電流の大きさはＣ′ｒ百こより検出されており、そ
の検出された信号はフィルタ回路（）Ｌｔ、Ｃｓ）　　
に送られ、ここでは主にインバータ主回路のパワートラ
ンジスタが、パルス幅変調動作のための高周波スイッチ
ングを行っていることにより発生する高周波信号を除去
する。上記フィルタ回路からの出力信号は第２図（ａｌ
に示され、この出力信号は増幅器ＩＣ１に送られて上記
フィルタ回路の出力信号に応じた出力を発生する。増幅
器ＩＣ１の出力はワンショットタイマＩＣ，の制御端子
に加えられる。一方、矩形波信号発生用発振器ＯＳＣ，
は高い周波数にて発振して第２図ｆｂｌに示す信号を発
生しており、この信号はフリップフロップＦＦ、及びワ
ンショットタイマＩＣ１のトリが信号として加えられる
。ワンショットタイマＩＣ，は上記トリガ信号に対応し
て第２図（Ｃ１に示すごとく制御端子の入力電圧、すな
わちパワートランジスタの負荷電流に応じたパルス幅を
有するパルスを発生する。

一方、フリップフロップＦＦ１も上記トリガ信号を受け
て、第２図（ｄ！　、　ｔｅｌに示すごとくその出力端
子ＱとＱにそれぞれ交互に出力を発生する。上記出力端
子Ｑ、Ｑの出力はそれぞれ各論理積回路ＡＮＤ、、ＡＮ
Ｄ、に送られて、第２図ば）　、　（ｇ）に示す出力を
発生し、この各出力はそれぞれ増幅５Ａ１゜Ａ！　を通
してＤＣ−ＤＣコンバータの各トランジスタＱ、、Ｑ、
を駆動する。これにより、トランスＴ１及び全波整流器
ＤＳ、〜ＤＳ４を介して各平滑用コンデンサＣ工〜Ｃ４
にそれぞれワンショットタイマＩＣ，のパルス幅出力に
応じた直流出力電圧ＥＬを発生する。この直流出力電圧
ＥｔはワンショットタイマＩＣ，の出力幅比をβとすれ
ば。

ｌ となる。増幅器ＩＣ，及びワンショットタイマＩＣ。

の定数を選定して、第３図に示すようなパワートランジ
スタの負荷電流ＩＣ１対ベース駆動回路の電源電圧ＥＬ
　となるようにし、負荷電流Ｉｃ１が最大値のＩ　ｃｔ
ｍの時、この工Ｃ１ｒｎに対応するベース電流よりｆｒ
ｌを流すことができる電圧Ｅｂｘを発生させることがで
きるようにする。なお、上記フィルタ回路（几ｓ　、Ｃ
ｓ　）の時定数は十分に小さく、かつ矩形波信号発生用
発振器０ＳＣ１の発振周波数を小さくしておけば、ＤＣ
−ＤＣコンバータの各平滑用コンデンサＣ１〜Ｃ４の値
も小さいもので良いので、各平滑用コンデンサ０１〜Ｃ
４による電源電圧Ｅ′ｂの出力の増加する遅れ時間は十
分に小さくできる。

インバータがモータ負荷の場合は、モータの有するイン
ダクタンスの影響で負荷電流は即時に増大することはな
いので、上記遅れ時間の影響をはとんど受けずに負荷電
流、すなわちパワートランジスタの電流に応じたベース
駆動回路の電圧Ｅｔを得ることができる。このベース駆
動回路部による損失Ｗ′Ｂは上記第（３）式と同様にし
て、ＷＢ　＝　（Ｉ”１ｕＲａ　＋　より１’ｖＢＥ＋
２ＩＢＩ　、ｖ［＋ＩＢ１　・ｖＣＥ３　）α　　・・
・・・・（５）となる。ところで、負荷電流が、例えば
全負荷時の丁である時は、ベース電流も負荷電流にほぼ
比例できるように電圧Ｅ′ｂ　の値は設定されているの
で１発生する損失も丁、すなわち発熱もＨａ度となる。

パワートランジスタの負荷電流工。とベース駆動回路の
電源電圧Ｅｉ　との関係は、第３図に示されている。

〔発明の効果〕 この発明は以上説明したとおり、パワートランジスタ駆
動回路において、インバータの負荷電流に応じたベース
駆動回路電圧を発生させ、これによりベース電流を流す
ようにするため、負荷電流に応じたベース電流が流れる
ことになり、このため、ベース駆動回路に発生する損失
を大幅に減少させ、また、発熱を最小にして装置の小型
化等が計られるという優れた効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例であるパワートランジスタ
駆動回路の電源回路を示す図、第２図は、第１図の回路
における各部の動作波形図、第３図は、第１図の回路に
おけるパワートランジスタの負荷電流と出力電圧との関
係を示す図、第４図は従来のモータ制御用インバータの
主回路構成を示す図、第５図は、第４図におけるパワー
トランジスタのベース駆動回路を示す図、第６図は、第
５図のベース、駆動回路の′電源回路を示す図、第７図
は、第５図のベース駆動回路における各部の動作波形図
である。 図１こおいて、Ｏ８Ｃ，・・・矩形波信号発生用発振器
。 Ｒ８−Ｒ６・・・抵抗、Ｃ１〜Ｃ４・・・平滑用コンデ
ンサ、Ｃ，、Ｃ，・・コンデンサ、ＩＣ，、Ａ、　、　
Ａ、・・−増幅器、ＩＣ２・・・ワンショットタイマ、
　　ＦＦ、・、フリップフロップ、ＡＮＤ、、ＡＮＤ、
　　・・・論理積回路、Ｑ、、Ｃ２・・・トランジスタ
、　　Ｄ、　、Ｄ、・・・ダイオード、Ｅ、・・・直流
電源、Ｔ、・・・トランス、ｎｌ　＊　ｎｌ・・巻数、
ＤＳ１〜ＤＳ、、、、全波整流器ｓ　ＥＢＵＰ　、　Ｅ
ＢらＰＥＢＶＰ。 ＥＢＶＰ　ｅ　ＥＢＳＶＰ　ｒ　ＥＢ’ＷＰ　ｖ　ＥＢ
Ｎ　＊　ＥＢＮ　”’出力端子である。 なお、各図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. モータ駆動用インバータにおいて、インバータ主回路の
   入力部に置かれた負荷電流検出器からの信号をフィルタ
   回路を介して増幅器により増幅し、パルス幅制御可能形
   ワンショットタイマの制御入力端子に加え、ＤＣ−ＤＣ
   コンバータのトランジスタスイッチ動作切換用信号に同
   期し、かつ負荷電流の大きさに応じたパルス幅を有する
   信号を発生させ、この信号を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
   の各アームのトランジスタ駆動信号回路に論理積回路を
   介して加えることにより、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの
   出力電圧が負荷電流の大きさに応じて可変できるように
   し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をパワートラ
   ンジスタのベース駆動回路の電源電圧としたことを特徴
   とするパワートランジスタ駆動回路。