JPS6237563B2 - - Google Patents
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- JPS6237563B2 JPS6237563B2 JP16573680A JP16573680A JPS6237563B2 JP S6237563 B2 JPS6237563 B2 JP S6237563B2 JP 16573680 A JP16573680 A JP 16573680A JP 16573680 A JP16573680 A JP 16573680A JP S6237563 B2 JPS6237563 B2 JP S6237563B2
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- Japan
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- signal
- narrow bandwidth
- circuit
- output signal
- frequency
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 14
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM信号復調方式に係り、固定周波数
狭帯域幅フイルタによつて実質的にFM信号復調
回路内のトラツキングフイルタを実現することに
より、信号対雑音比を改善しうるFM信号復調方
式を提供することを目的とする。
狭帯域幅フイルタによつて実質的にFM信号復調
回路内のトラツキングフイルタを実現することに
より、信号対雑音比を改善しうるFM信号復調方
式を提供することを目的とする。
従来のFM信号復調方式としては、例えば第１
図のブロツク系統に示されているような方式が使
われていた。同図において、入力FM信号７は一
方では移相器１に供給され、90度移相された後、
振幅制限回路２において信号の振幅変動分を除去
されて、位相検波回路３へ供給される。また他方
では、入力FM信号７は狭帯域幅トラツキングフ
イルタ５へ供給され、後続の振幅制限回路６で信
号の振幅変動分を除去された後、前記位相検波回
路３へ供給される。これらの信号を供給される位
相検波回路３は、その出力信号をループフイルタ
４へ供給し、このループフイルタ４を介して得ら
れる必要周波数成分のみを含むFM復調出力信号
８は、狭帯域幅トラツキングフイルタ５へ供給さ
れる制御信号としても使われる。
図のブロツク系統に示されているような方式が使
われていた。同図において、入力FM信号７は一
方では移相器１に供給され、90度移相された後、
振幅制限回路２において信号の振幅変動分を除去
されて、位相検波回路３へ供給される。また他方
では、入力FM信号７は狭帯域幅トラツキングフ
イルタ５へ供給され、後続の振幅制限回路６で信
号の振幅変動分を除去された後、前記位相検波回
路３へ供給される。これらの信号を供給される位
相検波回路３は、その出力信号をループフイルタ
４へ供給し、このループフイルタ４を介して得ら
れる必要周波数成分のみを含むFM復調出力信号
８は、狭帯域幅トラツキングフイルタ５へ供給さ
れる制御信号としても使われる。
狭帯域幅トラツキングフイルタ５は入力FM信
号７のうち必要な瞬時スペクトル幅の帯域の信号
のみを通過させるものであるから、狭帯域幅トラ
ツキングフイルタ５の通過帯域外の雑音を完全に
除去することができる。一方、移相器１、振幅制
限回路２を通過する信号は雑音除去は行なわれず
そのまま位相検波回路３に供給される。即ち、位
相検波回路３に供給される２つの信号中、振幅制
限回路６よりの信号のみ雑音除去がされているの
で、振幅制限回路２，６の２つの信号の和に於け
る雑音除去は、狭帯域幅トラツキングフイルタ５
の通過帯域外において、半分（6dB）となる。な
お、狭帯域トラツキングフイルタ５の通過帯域内
では雑音は除去されない。
号７のうち必要な瞬時スペクトル幅の帯域の信号
のみを通過させるものであるから、狭帯域幅トラ
ツキングフイルタ５の通過帯域外の雑音を完全に
除去することができる。一方、移相器１、振幅制
限回路２を通過する信号は雑音除去は行なわれず
そのまま位相検波回路３に供給される。即ち、位
相検波回路３に供給される２つの信号中、振幅制
限回路６よりの信号のみ雑音除去がされているの
で、振幅制限回路２，６の２つの信号の和に於け
る雑音除去は、狭帯域幅トラツキングフイルタ５
の通過帯域外において、半分（6dB）となる。な
お、狭帯域トラツキングフイルタ５の通過帯域内
では雑音は除去されない。
例えば、入力FM信号７に第３図Ａに斜線で示
す如き範囲で雑音が存在する場合、振幅制限回路
２よりの出力信号の雑音分布は第３図Ａに示す通
りそのままであり、一方、振幅制限回路６よりの
出力信号の雑音分布は第３図Ｃに斜線で示すよう
になる。従つて、位相検波回路３に於ける雑音の
分布は第３図Ｂに示すように雑音の改善度は6dB
程度となる。従つて、雑音の改善度は十分に改善
できないと言う欠点があつた。
す如き範囲で雑音が存在する場合、振幅制限回路
２よりの出力信号の雑音分布は第３図Ａに示す通
りそのままであり、一方、振幅制限回路６よりの
出力信号の雑音分布は第３図Ｃに斜線で示すよう
になる。従つて、位相検波回路３に於ける雑音の
分布は第３図Ｂに示すように雑音の改善度は6dB
程度となる。従つて、雑音の改善度は十分に改善
できないと言う欠点があつた。
本発明は上記の諸欠点を除去したものであり、
第２図以下と共にその一実施例につき説明する。
第２図以下と共にその一実施例につき説明する。
第２図は、本発明になるFM信号復調方式の一
実施例を示す概略ブロツク系統図である。
実施例を示す概略ブロツク系統図である。
一般に、被周波数変調波（FM信号）の周波数
スペクトルは第４図Ａに示す如きものであり、所
定帯域内をそれより狭い瞬時スペクトル分布を持
つ信号（搬送波）Ｃが変調信号の振幅に対応して
移動する。そこで第２図中、FM信号の帯域外の
単一周波数スペクトル（第４図Ａ中「SF」で示
す）を発生する局部発振回路１１と、入力FM信
号２２及び局部発振回路１１の出力信号を供給さ
れるアナログ掛算器１３と、このアナログ掛算器
１３の出力信号を供給されるバンドパスフイルタ
１４とにより、第４図Ｂで示す如く、帯域幅の等
しい、信号の中心周波数が局部発振回路１１の局
部発振周波数の分だけ小なる（大でもよい）周波
数に変位（周波数シフト）した被周波数変調波を
発生させ、こうして得られる信号をアナログ掛算
器１５へ供給する。つまり、入力FM信号２２
は、局部発振回路１１とアナログ掛算器１３とバ
ンドパスフイルタ１４とにより周波数変換され
る。
スペクトルは第４図Ａに示す如きものであり、所
定帯域内をそれより狭い瞬時スペクトル分布を持
つ信号（搬送波）Ｃが変調信号の振幅に対応して
移動する。そこで第２図中、FM信号の帯域外の
単一周波数スペクトル（第４図Ａ中「SF」で示
す）を発生する局部発振回路１１と、入力FM信
号２２及び局部発振回路１１の出力信号を供給さ
れるアナログ掛算器１３と、このアナログ掛算器
１３の出力信号を供給されるバンドパスフイルタ
１４とにより、第４図Ｂで示す如く、帯域幅の等
しい、信号の中心周波数が局部発振回路１１の局
部発振周波数の分だけ小なる（大でもよい）周波
数に変位（周波数シフト）した被周波数変調波を
発生させ、こうして得られる信号をアナログ掛算
器１５へ供給する。つまり、入力FM信号２２
は、局部発振回路１１とアナログ掛算器１３とバ
ンドパスフイルタ１４とにより周波数変換され
る。
また、狭帯域幅トラツキングフイルタ２１を通
過する信号がバンドパスフイルタ１４を通過する
信号と等しい群遅延時間を有するように、入力
FM信号２２は群遅延時間補正回路２０で群遅延
時間の補正をされる。このようにして得られる狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の出力信号は、
上記バンドパスフイルタ１４の出力信号をも供給
されているアナログ掛算器１５へ供給される。
過する信号がバンドパスフイルタ１４を通過する
信号と等しい群遅延時間を有するように、入力
FM信号２２は群遅延時間補正回路２０で群遅延
時間の補正をされる。このようにして得られる狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の出力信号は、
上記バンドパスフイルタ１４の出力信号をも供給
されているアナログ掛算器１５へ供給される。
上記の如くアナログ掛算器１５へ供給される２
つの信号間の周波数差は前記局部発振周波数に等
しく、この周波数差のみを通過させる狭帯域幅バ
ンドパスフイルタ１６の出力信号スペクトル分布
は、第４図Ｃに斜線で示す如き分布となる。この
狭帯域幅バンドパスフイルタ１６の帯域幅は、狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の帯域幅より狭
いか等しく設定されている。こうして得られる狭
帯域幅バンドパスフイルタ１６の出力信号は後続
の振幅制限回路１７を介して位相検波回路１８へ
供給される。
つの信号間の周波数差は前記局部発振周波数に等
しく、この周波数差のみを通過させる狭帯域幅バ
ンドパスフイルタ１６の出力信号スペクトル分布
は、第４図Ｃに斜線で示す如き分布となる。この
狭帯域幅バンドパスフイルタ１６の帯域幅は、狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の帯域幅より狭
いか等しく設定されている。こうして得られる狭
帯域幅バンドパスフイルタ１６の出力信号は後続
の振幅制限回路１７を介して位相検波回路１８へ
供給される。
他方、局部発振回路１１の出力信号は、位相補
正回路１２で振幅制限回路１７からの信号との位
相差を90度とされた後、位相検波回路１８へ供給
されるため、位相検波回路１８の出力信号は、第
４図Ｄに示す如きスペクトル分布となる。
正回路１２で振幅制限回路１７からの信号との位
相差を90度とされた後、位相検波回路１８へ供給
されるため、位相検波回路１８の出力信号は、第
４図Ｄに示す如きスペクトル分布となる。
狭帯域幅トラツキングフイルタ２１の振幅特性
及び位相特性は夫々第９図イ，ロに示されてい
る。狭帯域幅トラツキングフイルタ２１の振幅及
び位相特性は、第９図１，２，３で示す如く入力
FM信号の中心周波数f0に応じて変化する。な
お、第９図中、３つの点を結ぶ線Ｉは位相に応じ
て復調のポイントが異なることを示す。
及び位相特性は夫々第９図イ，ロに示されてい
る。狭帯域幅トラツキングフイルタ２１の振幅及
び位相特性は、第９図１，２，３で示す如く入力
FM信号の中心周波数f0に応じて変化する。な
お、第９図中、３つの点を結ぶ線Ｉは位相に応じ
て復調のポイントが異なることを示す。
これにより、狭帯域幅トラツキングフイルタ２
１の帯域外周波数の雑音は除去され、第３図Ｃに
斜線で示す如くその帯域内周波数の雑音のみが除
去されずに残る。
１の帯域外周波数の雑音は除去され、第３図Ｃに
斜線で示す如くその帯域内周波数の雑音のみが除
去されずに残る。
次に、狭帯域幅トラツキングフイルタ２１の帯
域内周波数の雑音改善につき説明する。
域内周波数の雑音改善につき説明する。
まず、無変調時における信号及び雑音が夫々下
記(1)式及び(2)式で表わされるとする。
記(1)式及び(2)式で表わされるとする。
ＥS sin（ωSｔ＋ψS） ……(1)
ＥN cos（ωNｔ＋ψN） ……(2)
上記(1)、(2)式中、ＥS及びＥNは各信号の振幅、
ωS及びωNは各信号の角周波数、そしてψS及び
ψNは各信号の位相を示す。
ωS及びωNは各信号の角周波数、そしてψS及び
ψNは各信号の位相を示す。
上記(1)、(2)式より、アナログ掛算器１５に供給
される一方の信号は、 ＥS sin（ωSｔ＋ψS）＋ＥN cos（ωNｔ＋ψN） ……(3) となり、他方の信号は、 ＥS sin｛（ωS−ω０）ｔ＋ψS−ψ０｝＋ＥN cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝ ……(4) となる。上記(4)式中、ω０及びψ０は夫々局部発
振回路１１の出力局部発振信号の角周波数及び位
相を示す。
される一方の信号は、 ＥS sin（ωSｔ＋ψS）＋ＥN cos（ωNｔ＋ψN） ……(3) となり、他方の信号は、 ＥS sin｛（ωS−ω０）ｔ＋ψS−ψ０｝＋ＥN cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝ ……(4) となる。上記(4)式中、ω０及びψ０は夫々局部発
振回路１１の出力局部発振信号の角周波数及び位
相を示す。
これらの式より、アナログ掛算器１５の出力信
号Ｐは Ｐ＝ＥS ２ sin（ωSｔ＋ψS）sin｛（ωS−ω０）ｔ＋ψS−ψ０｝＋ＥNＥS sin（ωSｔ ＋ψS）cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝＋ＥNＥS cos（ωNｔ＋ψN）sin｛（ωS−ω０）ｔ ＋ψS−ψ０｝＋ＥN ２ cos（ωNｔ＋ψN）cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝ ……(5) となる。また、上記(5)式によつて表わされる出力
信号Ｐの差成分Ｑは、 Ｑ＝｛ＥS ２＋ＥN ２｝cos（ω0t＋ψ０）＋ＥＳＥＮ／２sin［｛ω０−（ωN−ωS）｝ｔ＋ψS−ψN＋ψ０］ ＋ＥＳＥＮ／２sin［｛ω０−（ωS−ωN）｝ｔ＋ψN−ψS＋ψ０］ ……(6) となる。
号Ｐは Ｐ＝ＥS ２ sin（ωSｔ＋ψS）sin｛（ωS−ω０）ｔ＋ψS−ψ０｝＋ＥNＥS sin（ωSｔ ＋ψS）cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝＋ＥNＥS cos（ωNｔ＋ψN）sin｛（ωS−ω０）ｔ ＋ψS−ψ０｝＋ＥN ２ cos（ωNｔ＋ψN）cos｛（ωN−ω０）ｔ＋ψN−ψ０｝ ……(5) となる。また、上記(5)式によつて表わされる出力
信号Ｐの差成分Ｑは、 Ｑ＝｛ＥS ２＋ＥN ２｝cos（ω0t＋ψ０）＋ＥＳＥＮ／２sin［｛ω０−（ωN−ωS）｝ｔ＋ψS−ψN＋ψ０］ ＋ＥＳＥＮ／２sin［｛ω０−（ωS−ωN）｝ｔ＋ψN−ψS＋ψ０］ ……(6) となる。
第６図Ａは信号Ｓ及び雑音Ｎとのベクトル合成
図、同図Ｂは信号Ｓ及び雑音Ｎのスペクトル分布
図、第７図Ａは上記(6)式によつて表わされる差成
分Ｑのベクトル合成図、同図Ｂはそのスペクトル
分布図である。第７図中、雑音成分N1及びN2は
上記(6)式よりも明らかな如く、周波数は角周波数
ω０に対して｜ωS−ωN｜の差で、また、位相は
｜ψN−ψS｜の差で夫々同時に同振幅で存在して
いる。これは、例えば第５図Ａ，Ｂに夫々示され
ている信号及び雑音の合成信号である同図Ｃ図示
の合成信号が、信号を搬送波とし雑音を変調信号
とする被振幅変調波となることを示している。従
つて、このような合成信号が振幅制限回路１７を
通過すると、局部発振周波数において雑音のない
単一周波数となり、位相検波回路１８の出力信号
を後続のローパスフイルタ１９へ供給することに
より、直流成分のみを含む出力信号がこのローパ
スフイルタ１９より得られる。ローパスフイルタ
１９の出力スペクトルを第４図Ｅに示す。
図、同図Ｂは信号Ｓ及び雑音Ｎのスペクトル分布
図、第７図Ａは上記(6)式によつて表わされる差成
分Ｑのベクトル合成図、同図Ｂはそのスペクトル
分布図である。第７図中、雑音成分N1及びN2は
上記(6)式よりも明らかな如く、周波数は角周波数
ω０に対して｜ωS−ωN｜の差で、また、位相は
｜ψN−ψS｜の差で夫々同時に同振幅で存在して
いる。これは、例えば第５図Ａ，Ｂに夫々示され
ている信号及び雑音の合成信号である同図Ｃ図示
の合成信号が、信号を搬送波とし雑音を変調信号
とする被振幅変調波となることを示している。従
つて、このような合成信号が振幅制限回路１７を
通過すると、局部発振周波数において雑音のない
単一周波数となり、位相検波回路１８の出力信号
を後続のローパスフイルタ１９へ供給することに
より、直流成分のみを含む出力信号がこのローパ
スフイルタ１９より得られる。ローパスフイルタ
１９の出力スペクトルを第４図Ｅに示す。
上記の如く、狭帯域幅トラツキングフイルタ２
１の帯域内周波数の雑音はアナログ掛算器１５、
狭帯域幅バンドパスフイルタ１６、振幅制限回路
１７により略完全に除去される。しかし実際に
は、入力されるFM信号は、ローパスフイルタ１
９の出力信号によつて制御される狭帯域トラツキ
ングフイルタ２１によりその入力FM信号の瞬時
周波数に対応して位相変調されており、こうして
得られた信号が最終的には位相検波回路１８で再
生される。
１の帯域内周波数の雑音はアナログ掛算器１５、
狭帯域幅バンドパスフイルタ１６、振幅制限回路
１７により略完全に除去される。しかし実際に
は、入力されるFM信号は、ローパスフイルタ１
９の出力信号によつて制御される狭帯域トラツキ
ングフイルタ２１によりその入力FM信号の瞬時
周波数に対応して位相変調されており、こうして
得られた信号が最終的には位相検波回路１８で再
生される。
従つて、雑音自体も位相変調されるので、第７
図Ａ及びＢに示されている被振幅変調波の両サイ
ドバンドの位相ずれが生じ、雑音減少の程度は第
８図中「Ｆ」で示す如く、無変調時の周波数から
の偏移により変化する。
図Ａ及びＢに示されている被振幅変調波の両サイ
ドバンドの位相ずれが生じ、雑音減少の程度は第
８図中「Ｆ」で示す如く、無変調時の周波数から
の偏移により変化する。
第５図Ｃの合成信号は、前記狭帯域幅トラツキ
ングフイルタ２１によつて位相変調され、また、
同時に雑音によつても振幅変調され、更に第８図
中「Ｆ」による誤差が生じるので上記位相ずれに
よる補正誤差によつて位相変調され、狭帯域幅バ
ンドパスフイルタ１６の出力信号は第５図Ｄの如
き波形となる。こうして得られた信号は、振幅制
限回路１７で位相変調及び雑音の誤差成分による
位相変調もうけるので第５図Ｅに示す如き波形と
なる。従つて雑音レベルは第３図Ｄに斜線で示す
様になる。ここで、例えばFM信号の帯域幅と狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の瞬時スペクト
ルの帯域幅との比が10対１の場合、第８図に示す
如く、従来方式では雑音の改善は破線で示す如く
−dB程度であるのに対し、一点鎖線ａで示す如
く無変調時に約30dB、そして変調時においても
一点鎖線ｃ，ｂ，ａで示す如く約20〜30dB程度
の改善度が得られる。
ングフイルタ２１によつて位相変調され、また、
同時に雑音によつても振幅変調され、更に第８図
中「Ｆ」による誤差が生じるので上記位相ずれに
よる補正誤差によつて位相変調され、狭帯域幅バ
ンドパスフイルタ１６の出力信号は第５図Ｄの如
き波形となる。こうして得られた信号は、振幅制
限回路１７で位相変調及び雑音の誤差成分による
位相変調もうけるので第５図Ｅに示す如き波形と
なる。従つて雑音レベルは第３図Ｄに斜線で示す
様になる。ここで、例えばFM信号の帯域幅と狭
帯域幅トラツキングフイルタ２１の瞬時スペクト
ルの帯域幅との比が10対１の場合、第８図に示す
如く、従来方式では雑音の改善は破線で示す如く
−dB程度であるのに対し、一点鎖線ａで示す如
く無変調時に約30dB、そして変調時においても
一点鎖線ｃ，ｂ，ａで示す如く約20〜30dB程度
の改善度が得られる。
上述の如く、本発明になるFM信号復調方式
は、局部発振回路の出力信号により入力FM信号
を周波数変換する周波数変換手段と、入力FM信
号を供給されその瞬時スペクトル幅外の雑音を除
去する狭帯域幅トラツキングフイルタと、周波数
変換手段及び狭帯域幅トラツキングフイルタの出
力信号を供給されるアナログ掛算回路と、アナロ
グ掛算回路の２入力信号の周波数差成分をアナロ
グ掛算回路の出力信号より取り出す狭帯域幅バン
ドパスフイルタと、狭帯域幅バンドパスフイルタ
の出力信号中の振幅変調成分を除去することによ
り実質的に狭帯域幅トラツキングフイルタの瞬時
スペクトル幅内の雑音を除去する振幅制限回路
と、局部発振回路の出力信号の振幅制限回路の出
力信号に対する位相差を90度に補正する位相補正
回路と、振幅制限回路及び位相補正回路の出力信
号を供給される位相検波回路と、位相検波回路の
出力信号の低周波数成分を取り出して狭帯域幅ト
ラツキングフイルタへ制御信号として供給すると
共にFM復調信号として出力するローパスフイル
タとよりなる構成となつているので、入力FM信
号中の雑音のうち狭帯域幅トラツキングフイルタ
の帯域外の雑音成分はこの狭帯域幅トラツキング
フイルタにより除去され帯域内の雑音成分は前記
アナログ掛算回路と狭帯域幅バンドパスフイルタ
と振幅制限回路とにより除去され、この結果入力
FM信号中の雑音が全体として良好に除去され信
号対雑音比が効果的に改善されるという特徴を有
するものである。
は、局部発振回路の出力信号により入力FM信号
を周波数変換する周波数変換手段と、入力FM信
号を供給されその瞬時スペクトル幅外の雑音を除
去する狭帯域幅トラツキングフイルタと、周波数
変換手段及び狭帯域幅トラツキングフイルタの出
力信号を供給されるアナログ掛算回路と、アナロ
グ掛算回路の２入力信号の周波数差成分をアナロ
グ掛算回路の出力信号より取り出す狭帯域幅バン
ドパスフイルタと、狭帯域幅バンドパスフイルタ
の出力信号中の振幅変調成分を除去することによ
り実質的に狭帯域幅トラツキングフイルタの瞬時
スペクトル幅内の雑音を除去する振幅制限回路
と、局部発振回路の出力信号の振幅制限回路の出
力信号に対する位相差を90度に補正する位相補正
回路と、振幅制限回路及び位相補正回路の出力信
号を供給される位相検波回路と、位相検波回路の
出力信号の低周波数成分を取り出して狭帯域幅ト
ラツキングフイルタへ制御信号として供給すると
共にFM復調信号として出力するローパスフイル
タとよりなる構成となつているので、入力FM信
号中の雑音のうち狭帯域幅トラツキングフイルタ
の帯域外の雑音成分はこの狭帯域幅トラツキング
フイルタにより除去され帯域内の雑音成分は前記
アナログ掛算回路と狭帯域幅バンドパスフイルタ
と振幅制限回路とにより除去され、この結果入力
FM信号中の雑音が全体として良好に除去され信
号対雑音比が効果的に改善されるという特徴を有
するものである。
第１図は従来のFM信号復調方式の一例を示す
概略ブロツク系統図、第２図は本発明になるFM
信号復調方式の一実施例を示す概略ブロツク系統
図、第３図Ａ〜Ｄは夫々雑音レベルを示す図、第
４図Ａ〜Ｅは夫々周波数変調波の周波数スペクト
ル図、第５図Ａ〜Ｅは夫々信号の波形図、第６図
Ａ，Ｂは夫々信号と雑音とのベクトル合成図及び
そのスペクトル分布図、第７図Ａ，Ｂは夫々出力
信号Ｐの差成分Ｑのベクトル合成図及びそのスペ
クトル分布図、第８図は雑音改善度を示す図、第
９図イ，ロは夫々変調時における狭帯域幅トラツ
キングフイルタの振幅特性及びその位相特性を示
す図である。 １……移相器、２，６……振幅制限回路、３…
…位相検波回路、４……ループフイルタ、５……
狭帯域幅トラツキングフイルタ、７……入力FM
信号、８……FM復調出力信号、１１……局部発
振回路、１２……位相補正回路、１３，１５……
アナログ掛算器、１４……バンドパスフイルタ、
１６……狭帯域幅バンドパスフイルタ、１７……
振幅制限回路、１８……位相検波回路、１９……
ローパスフイルタ、２０……群遅延時間補正回
路、２１……狭帯域幅トラツキングフイルタ、２
２……入力FM信号、２３……FM復調出力信
号。
概略ブロツク系統図、第２図は本発明になるFM
信号復調方式の一実施例を示す概略ブロツク系統
図、第３図Ａ〜Ｄは夫々雑音レベルを示す図、第
４図Ａ〜Ｅは夫々周波数変調波の周波数スペクト
ル図、第５図Ａ〜Ｅは夫々信号の波形図、第６図
Ａ，Ｂは夫々信号と雑音とのベクトル合成図及び
そのスペクトル分布図、第７図Ａ，Ｂは夫々出力
信号Ｐの差成分Ｑのベクトル合成図及びそのスペ
クトル分布図、第８図は雑音改善度を示す図、第
９図イ，ロは夫々変調時における狭帯域幅トラツ
キングフイルタの振幅特性及びその位相特性を示
す図である。 １……移相器、２，６……振幅制限回路、３…
…位相検波回路、４……ループフイルタ、５……
狭帯域幅トラツキングフイルタ、７……入力FM
信号、８……FM復調出力信号、１１……局部発
振回路、１２……位相補正回路、１３，１５……
アナログ掛算器、１４……バンドパスフイルタ、
１６……狭帯域幅バンドパスフイルタ、１７……
振幅制限回路、１８……位相検波回路、１９……
ローパスフイルタ、２０……群遅延時間補正回
路、２１……狭帯域幅トラツキングフイルタ、２
２……入力FM信号、２３……FM復調出力信
号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 局部発振回路の出力信号により入力FM信号
を周波数変換する周波数変換手段と、該入力FM
信号を供給されその瞬時スペクトル幅外の雑音を
除去する狭帯域幅トラツキングフイルタと、該周
波数変換手段及び該狭帯域幅トラツキングフイル
タの出力信号を供給されるアナログ掛算回路と、
該アナログ掛算回路の２入力信号の周波数差成分
を該アナログ掛算回路の出力信号より取り出す狭
帯域幅バンドパスフイルタと、該狭帯域幅バンド
パスフイルタの出力信号中の振幅変調成分を除去
することにより実質的に該狭帯域幅トラツキング
フイルタの瞬時スペクトル幅内の雑音を除去する
振幅制限回路と、該局部発振回路の出力信号の該
振幅制限回路の出力信号に対する位相差を90度に
補正する位相補正回路と、該振幅制限回路及び該
位相補正回路の出力信号を供給される位相検波回
路と、該位相検波回路の出力信号の低周波数成分
を取り出して該狭帯域幅トラツキングフイルタへ
制御信号として供給すると共にFM復調信号とし
て出力するローパスフイルタとよりなることを特
徴とするFM信号復調方式。 ２ 該狭帯域幅バンドパスフイルタは該狭帯域幅
トラツキングフイルタより狭いか或いは等しい帯
域幅を有することを特徴とする、特許請求の範囲
第１項記載のFM信号復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16573680A JPS5789311A (en) | 1980-11-25 | 1980-11-25 | Fm signal demodulating system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16573680A JPS5789311A (en) | 1980-11-25 | 1980-11-25 | Fm signal demodulating system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5789311A JPS5789311A (en) | 1982-06-03 |
| JPS6237563B2 true JPS6237563B2 (ja) | 1987-08-13 |
Family
ID=15818094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16573680A Granted JPS5789311A (en) | 1980-11-25 | 1980-11-25 | Fm signal demodulating system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5789311A (ja) |
-
1980
- 1980-11-25 JP JP16573680A patent/JPS5789311A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5789311A (en) | 1982-06-03 |
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