JPS6243906A - マイクロストリツプアンテナ - Google Patents
マイクロストリツプアンテナInfo
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- JPS6243906A JPS6243906A JP18327785A JP18327785A JPS6243906A JP S6243906 A JPS6243906 A JP S6243906A JP 18327785 A JP18327785 A JP 18327785A JP 18327785 A JP18327785 A JP 18327785A JP S6243906 A JPS6243906 A JP S6243906A
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- JP
- Japan
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- antenna
- impedance
- circuit
- radiating element
- microstrip antenna
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロストリップアンテナ、殊に円偏波方式
に於いて広帯域化をはかったマイクロストリップアンテ
ナに関する。
に於いて広帯域化をはかったマイクロストリップアンテ
ナに関する。
（従来技術）
マイクロストリップアンテナ（Ｍｉｃｒｏ ５ｔｒｉｐ
Ａｎｔｅｎｎａ−以下Ｍ ８ Ａと略称する）は平面回
路の放射損失を利用した送受信アンテナを構成したもの
であって、その構造が薄形軽量かつアンテナバタンが低
姿勢である利点全もつことからＵ ＨＦ帯乃至８ＨＦ帯
に於いて、殊に航空機等の搭載アンテナ或は衛星を介し
たテレビ放送受信用アンテナ等として注目されている。
Ａｎｔｅｎｎａ−以下Ｍ ８ Ａと略称する）は平面回
路の放射損失を利用した送受信アンテナを構成したもの
であって、その構造が薄形軽量かつアンテナバタンが低
姿勢である利点全もつことからＵ ＨＦ帯乃至８ＨＦ帯
に於いて、殊に航空機等の搭載アンテナ或は衛星を介し
たテレビ放送受信用アンテナ等として注目されている。
しかし、ＭＳＡは原理上アンテナとしての周波数帯域が
極めて狭く、上述した各システムのアンテナとして使用
するためにはその広帯域化が重要課題である。
極めて狭く、上述した各システムのアンテナとして使用
するためにはその広帯域化が重要課題である。
従来この広帯域化の手法として種々の提案がなされてい
るが、大別すればアンテナ素子自前の広帯域化と多素子
の配列及びその信号の合成手法上広帯域化をはかるもの
とに分けられる。
るが、大別すればアンテナ素子自前の広帯域化と多素子
の配列及びその信号の合成手法上広帯域化をはかるもの
とに分けられる。
両者のうち多素子配列による方法では比較的容易に広帯
域化が可能であるが制御が複雑かつ大型化する欠点があ
り、航空機搭載には不向きであって、アンテナ素子自身
の広帯域化をはかる必要がある。
域化が可能であるが制御が複雑かつ大型化する欠点があ
り、航空機搭載には不向きであって、アンテナ素子自身
の広帯域化をはかる必要がある。
一般にＭＳＡの周波数帯域幅ＢＷは次式８式％）
但し ＢＷ；アンテナ周波数帯域
Ｓ ；アンテナ給電点に於ける定在波比Ｑ ；アンテナ
素子自身のＱファクタ で与えられ、帯域幅ＢＷを大きくするにはアンテナ素子
自身のＱファクタを小さくすればよい。
素子自身のＱファクタ で与えられ、帯域幅ＢＷを大きくするにはアンテナ素子
自身のＱファクタを小さくすればよい。
又、Ｍ８ＡのＱは基板の比誘電率（ｓｒ）に比例し基板
の厚さ即ちアンテナバタンとアース板との距離に反比例
することが知られている。
の厚さ即ちアンテナバタンとアース板との距離に反比例
することが知られている。
そこで従来のＭＳＡの広帯域化方法としてこの理論に基
づき、アンテナバタンとアース板との間にペーパハニカ
ム板を挿入して軽量化をはかりつつ基板の比誘電率を低
下しかつその厚さを大きくしてＱ’に小さくしもってア
ンテナ周波数帯域を大きくしたものが提案されている。
づき、アンテナバタンとアース板との間にペーパハニカ
ム板を挿入して軽量化をはかりつつ基板の比誘電率を低
下しかつその厚さを大きくしてＱ’に小さくしもってア
ンテナ周波数帯域を大きくしたものが提案されている。
第４図（ａｌは従来のペーパハニカム基板を用いた円偏
波ＭＳＡの具体的構造例を示す図であってその特性、殊
にインピーダンス整合性をリターンロス（ｄＢ）で評価
した結果が同図（ｂｌである。
波ＭＳＡの具体的構造例を示す図であってその特性、殊
にインピーダンス整合性をリターンロス（ｄＢ）で評価
した結果が同図（ｂｌである。
即ち、このアンテナの使用条件は受信周波数帯域が１．
５４５（Ｇ）Ｉｚ）〜１．６５０（ｍｌｚ） 、送信周
波数が１．６４７（（３）−ｈ）〜１．６５０（Ｇｌｌ
ｚ）即ち１．６（ＧＨｚ）ｌ中心として約１００ （Ｍ
ｌｌｚ ）の周波数帯域に於いて用いるアンテナとして
設計されたものであって各部寸法は図中に示す通りであ
る。
５４５（Ｇ）Ｉｚ）〜１．６５０（ｍｌｚ） 、送信周
波数が１．６４７（（３）−ｈ）〜１．６５０（Ｇｌｌ
ｚ）即ち１．６（ＧＨｚ）ｌ中心として約１００ （Ｍ
ｌｌｚ ）の周波数帯域に於いて用いるアンテナとして
設計されたものであって各部寸法は図中に示す通りであ
る。
伺、アンテナのリターンロス（ＴＬＬ）とけ放射素子に
供給した電力に対する反射電力の比であってこれと通常
使用される定在波比８（８ＷＲ，）との関係は周知の如
く次式で表わされる。
供給した電力に対する反射電力の比であってこれと通常
使用される定在波比８（８ＷＲ，）との関係は周知の如
く次式で表わされる。
Ｒ，Ｌ ＝ −１０１ｏｇ（８−１／Ｓ＋ｔ ） ”
（ｄＢ） −・−＝１２１同図から明らかな如く、従来
のハニカへ基板を用いたマイクロストリップアンテナで
は中心周波数ｆ ｏ＝ １．６ （ＯＨｚ ）にてリタ
ー７ ｏ ｘ −３３ｄＢ （Ｓ？１．０５ ）を得る
ものの所望帯域内（１，５４５〜１．６５０ＧＨｚ）両
端付近でははＶ−１０ｄＢ（Ｓ！−１２）とその差が大
きく、所望帯域内で均一かつ充分な特性が得られないも
のであった。
（ｄＢ） −・−＝１２１同図から明らかな如く、従来
のハニカへ基板を用いたマイクロストリップアンテナで
は中心周波数ｆ ｏ＝ １．６ （ＯＨｚ ）にてリタ
ー７ ｏ ｘ −３３ｄＢ （Ｓ？１．０５ ）を得る
ものの所望帯域内（１，５４５〜１．６５０ＧＨｚ）両
端付近でははＶ−１０ｄＢ（Ｓ！−１２）とその差が大
きく、所望帯域内で均一かつ充分な特性が得られないも
のであった。
また、ペーパハニカム基板厚を大きくすると高次モード
の影響をうけ安定した特性が得られかくなり、特にこの
不具合は現在計画中の航空機における衛Ｊｌを用いた位
置情報検出システムに使用される円偏波用アンテナに於
いては円偏波アンテナの重要なフアクタである軸比特性
が劣化する。
の影響をうけ安定した特性が得られかくなり、特にこの
不具合は現在計画中の航空機における衛Ｊｌを用いた位
置情報検出システムに使用される円偏波用アンテナに於
いては円偏波アンテナの重要なフアクタである軸比特性
が劣化する。
従ってこのようなペーパハニカム材を用いた方法に於け
る基板厚さには自ずと制限があるばかりでなく、基板材
の比誘電率を低下したため当然のことながらマイクロス
トリップ上の波長短縮比が小さくなり同一周波数に於け
るアンテナバタンか大型化しかつ基板を厚くしたために
アンテナ容積が増大すると云う副次的欠点をも伴うこと
となる。
る基板厚さには自ずと制限があるばかりでなく、基板材
の比誘電率を低下したため当然のことながらマイクロス
トリップ上の波長短縮比が小さくなり同一周波数に於け
るアンテナバタンか大型化しかつ基板を厚くしたために
アンテナ容積が増大すると云う副次的欠点をも伴うこと
となる。
（発明の目的）
本発明は上述し九事情に鑑みてなされ九ものであって、
Ｍ８Ａの本来の特徴たる薄小型軽量かつ低姿勢を損うこ
となく周波数帯域幅を改善したＭＳＡ ｉ提供すること
を目的とする〇（発明の概要） この目的全達成するため本発明ではマイクロストリップ
パタンによって形成した放射素子（アンテナエレメント
）と該素子に対する給電回路との間にインピーダンス不
整合を生ぜしめもってアンテナとしての適用周波数帯域
を広帯域化するよう構成する。
Ｍ８Ａの本来の特徴たる薄小型軽量かつ低姿勢を損うこ
となく周波数帯域幅を改善したＭＳＡ ｉ提供すること
を目的とする〇（発明の概要） この目的全達成するため本発明ではマイクロストリップ
パタンによって形成した放射素子（アンテナエレメント
）と該素子に対する給電回路との間にインピーダンス不
整合を生ぜしめもってアンテナとしての適用周波数帯域
を広帯域化するよう構成する。
（実施例）
以下本発明を図示した実施例に基づいて詳細に説明する
。
。
第１図（ａｔ及び（ｂ）は本発明に係かる円偏波ＭＳＡ
基板であってその表面には放射素子２として直径６４．
７２ｍ（ｆ ｏ＝１．５９７５ ＧＨｚで設計）の円形
導電バタンを、又裏面にはその全面にアースとしての導
電パタン３を夫々形成し放射器４ｔ−構成したものであ
る。
基板であってその表面には放射素子２として直径６４．
７２ｍ（ｆ ｏ＝１．５９７５ ＧＨｚで設計）の円形
導電バタンを、又裏面にはその全面にアースとしての導
電パタン３を夫々形成し放射器４ｔ−構成したものであ
る。
又、５は同様に厚さｈ ＝ ０．８ ｍのテフロン基板
であり、その片面には全面アースバタン６を、他方面に
はマイクロストリップラインパタンによるブランチライ
ン形３ （Ｉ Ｂハイブリッド回路７とインピーダンス
整合回路８とを形成したアンテナ給電回路９であって、
該給電回路９と前記放射器４の放射素子２とを夫々のア
ース面３と６とを接して重ね合せると共に、前記給電回
路９の２つの入力端の一方ｌＯには終端抵抗器１１を接
続し他方端１２ｔ−当咳アンテナの入出力端とし、又こ
の給電口ｗ１９０２つの出力端１３及び１４には夫々の
基板１，５及びアースバタン３．６を貫通するビン１５
．１６’ｉ介して前記放射器４の反対面に形成した前記
放射素子２の所要位置と接続せしめてマイクロストリッ
プアンテナを構成する。
であり、その片面には全面アースバタン６を、他方面に
はマイクロストリップラインパタンによるブランチライ
ン形３ （Ｉ Ｂハイブリッド回路７とインピーダンス
整合回路８とを形成したアンテナ給電回路９であって、
該給電回路９と前記放射器４の放射素子２とを夫々のア
ース面３と６とを接して重ね合せると共に、前記給電回
路９の２つの入力端の一方ｌＯには終端抵抗器１１を接
続し他方端１２ｔ−当咳アンテナの入出力端とし、又こ
の給電口ｗ１９０２つの出力端１３及び１４には夫々の
基板１，５及びアースバタン３．６を貫通するビン１５
．１６’ｉ介して前記放射器４の反対面に形成した前記
放射素子２の所要位置と接続せしめてマイクロストリッ
プアンテナを構成する。
この際前記貫通ビン１５．１６と各基板のアースパタ／
３，６との絶縁をはかることもちろんであるが放射素子
２への給電点は入力インピーダンスが１０００となる優
位点（オフセットポイント）に設定する。
３，６との絶縁をはかることもちろんであるが放射素子
２への給電点は入力インピーダンスが１０００となる優
位点（オフセットポイント）に設定する。
上述したマイクロストリップアンチナラ側面からみれば
第１図（ｂｌに示す通りである。
第１図（ｂｌに示す通りである。
同、前記３ｄＢハイブリッド回路７は従来から知られた
技術に基づけば容易に得られるから詳細説明は省略する
が１例えば第１図（ｃｌに示す如く２つの入力端１０．
１２双方の入力インピーダンスが５００かつ２つの出力
端１３．１４に表われる出力信号はそのレベルが２分配
されかつ互いに９０°の位相差をもったものとなるよう
その中心軸対称にパタン會構成すればよい。
技術に基づけば容易に得られるから詳細説明は省略する
が１例えば第１図（ｃｌに示す如く２つの入力端１０．
１２双方の入力インピーダンスが５００かつ２つの出力
端１３．１４に表われる出力信号はそのレベルが２分配
されかつ互いに９０°の位相差をもったものとなるよう
その中心軸対称にパタン會構成すればよい。
この際重要なことは前記３ｄＢ〕・イブリッド回路７の
出力端１３．１４のインピーダンスＺｏｕｔと前記アン
テナ放射器４の放射素子２の入力インピーダンスＺＲと
の整合状態のちがいによってアンテナの周波数帯域特性
上極めて大きな差違を生ずることである。
出力端１３．１４のインピーダンスＺｏｕｔと前記アン
テナ放射器４の放射素子２の入力インピーダンスＺＲと
の整合状態のちがいによってアンテナの周波数帯域特性
上極めて大きな差違を生ずることである。
即ち、上述したような放射素子２の入力インピーダンス
ＺＲ１００Ωと３ｄＢハイブリッド回路７の出カイ／ビ
ーダンス５０Ωとの整合をはかる場合は従来から第１図
（ｄｌに示すように一担７０．７０ストリツプラインに
よって５００から１０００インピーダンス変換後更に１
００Ωストリツプラインを付加し、マイクロストリップ
ライン上に於いて給電すべき放射素子２の入力インピー
ダンスつまり給電点インピーダンスＺＲ（＝１０００）
に変換したのち給電を行っていた。
ＺＲ１００Ωと３ｄＢハイブリッド回路７の出カイ／ビ
ーダンス５０Ωとの整合をはかる場合は従来から第１図
（ｄｌに示すように一担７０．７０ストリツプラインに
よって５００から１０００インピーダンス変換後更に１
００Ωストリツプラインを付加し、マイクロストリップ
ライン上に於いて給電すべき放射素子２の入力インピー
ダンスつまり給電点インピーダンスＺＲ（＝１０００）
に変換したのち給電を行っていた。
この理由はストリップラインの特性インピーダンスＭＳ
Ａの放射素子２の給電点インピーダンスとは物理的特性
が異なるためであると思われる。
Ａの放射素子２の給電点インピーダンスとは物理的特性
が異なるためであると思われる。
換言すればマイクロストリップラインの特性インピーダ
ンスは理論上周波数によって変化しないが放射素子の給
電点インピーダンスとはその共振周波数に於いてのみ意
味をもつものである。
ンスは理論上周波数によって変化しないが放射素子の給
電点インピーダンスとはその共振周波数に於いてのみ意
味をもつものである。
従って、従来このようなアンテナに於いてインピーダン
ス整合をはかる場合経験的に上述したような理由全知り
、これに基づいて第１図（ｄｌの如き整合回路を用いて
いたものと思われる。
ス整合をはかる場合経験的に上述したような理由全知り
、これに基づいて第１図（ｄｌの如き整合回路を用いて
いたものと思われる。
即ち、アンテナの給電点に於いてはその放射器入力と給
電回路出力のインピーダンスをできる限り同一にしスト
リップラインのインピーダンス変換回路の伝送特性を安
定させ、理想的な整合をはかることが常識であり、アン
テナの広帯域にあたってはその他の要素例えば基板材の
比誘電率（εγ）を小さくしてＱｔ−低下せしめること
等を試みていたこと前述の通りである。
電回路出力のインピーダンスをできる限り同一にしスト
リップラインのインピーダンス変換回路の伝送特性を安
定させ、理想的な整合をはかることが常識であり、アン
テナの広帯域にあたってはその他の要素例えば基板材の
比誘電率（εγ）を小さくしてＱｔ−低下せしめること
等を試みていたこと前述の通りである。
本発明はこの点に注目し、放射器入力と給電回路出力の
インピーダンスをあえてずらし、ストリップラインのイ
ンピーダンス変換回路の伝送特性をわづか低下させ若干
の不整合金生ぜしめることによって広帯域化會可能なら
しめたものである。
インピーダンスをあえてずらし、ストリップラインのイ
ンピーダンス変換回路の伝送特性をわづか低下させ若干
の不整合金生ぜしめることによって広帯域化會可能なら
しめたものである。
即ち、前記第１図（ｃｌの３ｄＢ）・イブリッド回路７
は出力端に５００から１０００に変換するための７０．
７０のストリップラインλｇ／４長（λｇは基板波長）
を付加するのみで直接放射器４の放射素子２に給電する
方法？とった。
は出力端に５００から１０００に変換するための７０．
７０のストリップラインλｇ／４長（λｇは基板波長）
を付加するのみで直接放射器４の放射素子２に給電する
方法？とった。
これは前記３ｄＢハイブリッド回路７のインピーダンス
（Ｚｉｎ）５０Ω と放射器のインビーダンス（ＺＲ）
１００Ωとを直接整合せしめるものであって２周知の如
く Ｚ ｏ ＝ｖ’−石１可饗＝Ｖ１５０００ ’−＝７０
．７ｐ ・・・・・・（３）なる式に基づいて求めたＺ
ｏ（＝７０．７０）を特性インピーダンスとするλｇ／
４長のストリップラインインピーダンス変換回路ｉ ３
ｄＢノ・イブリッド回路と放射素子の間に挿入したもの
である。
（Ｚｉｎ）５０Ω と放射器のインビーダンス（ＺＲ）
１００Ωとを直接整合せしめるものであって２周知の如
く Ｚ ｏ ＝ｖ’−石１可饗＝Ｖ１５０００ ’−＝７０
．７ｐ ・・・・・・（３）なる式に基づいて求めたＺ
ｏ（＝７０．７０）を特性インピーダンスとするλｇ／
４長のストリップラインインピーダンス変換回路ｉ ３
ｄＢノ・イブリッド回路と放射素子の間に挿入したもの
である。
このような給電回路を用いて前記第１図（ａｔのマイク
ロストリップアンテナを構成すれば、一応放射器給電部
のインピーダンス整合をはかることになるが、上述した
如く放射器の共振周波数以外では第１図（ｄｌの通常の
タイプとは異なる若干の不整合を生じ第２図中実線で示
すように広帯域アンテナ特性を得ることができる。
ロストリップアンテナを構成すれば、一応放射器給電部
のインピーダンス整合をはかることになるが、上述した
如く放射器の共振周波数以外では第１図（ｄｌの通常の
タイプとは異なる若干の不整合を生じ第２図中実線で示
すように広帯域アンテナ特性を得ることができる。
尚、同図には参考まで前記第１図（ｄｌの従来の給電回
路を用いた場合の同様のマイクロストリップアンテナの
リターンロス特性を破線によって示す。
路を用いた場合の同様のマイクロストリップアンテナの
リターンロス特性を破線によって示す。
同図によれば両者のアンテナとしての適用帯域幅の差は
明らかであって１本発明によるマイクロストリップアン
テナＭＳＡでは従来のアンテナに比べて極めて広い適用
周波数帯を得ることができる。
明らかであって１本発明によるマイクロストリップアン
テナＭＳＡでは従来のアンテナに比べて極めて広い適用
周波数帯を得ることができる。
又、第３図に示すように本実施例によるアンテナのボア
サイト方向の軸比特性に於いても１．５４ ＧＨｚから
１．６５ ＧＨｚの約１００ＭＨｚの広範囲にわたって
１以下であるから従来のハニカム基板によるアンテナよ
り優れた軸比特性をもち広帯域アンテナとして充分実用
に耐え得ること明らかである。
サイト方向の軸比特性に於いても１．５４ ＧＨｚから
１．６５ ＧＨｚの約１００ＭＨｚの広範囲にわたって
１以下であるから従来のハニカム基板によるアンテナよ
り優れた軸比特性をもち広帯域アンテナとして充分実用
に耐え得ること明らかである。
伺、上述した実施例に於いて注意ｆ要することは前記給
電回路９の２つの出力端１３．１４と放射素子２の給電
点との間に介在せしめた貫通ビン１５．１６の存在が若
干特性に影響を与えることである。
電回路９の２つの出力端１３．１４と放射素子２の給電
点との間に介在せしめた貫通ビン１５．１６の存在が若
干特性に影響を与えることである。
即ち、該貫通ビン１５．１６は単に放射器４０基板を貫
通する約５ｎ前後の導体棒であるが。
通する約５ｎ前後の導体棒であるが。
微かながらインピーダンスを乱すものとなるから本発明
に於いてあえて生ぜしめる放射素子給電点のインピーダ
ンス不整合にこれを含めて考えるべきである。
に於いてあえて生ぜしめる放射素子給電点のインピーダ
ンス不整合にこれを含めて考えるべきである。
本発明は以上説明した実施例以外にも種々の実施態様が
考えられるが、要はアンテナの放射器入力と給電回路出
力の入出力インピーダンスを若干異なったものにするこ
とによって適用周波数を広帯域化するものであればどの
ような手段であってもよいからアンテナ装置全搬にわた
って応用可能なること説明を要しないであろう。
考えられるが、要はアンテナの放射器入力と給電回路出
力の入出力インピーダンスを若干異なったものにするこ
とによって適用周波数を広帯域化するものであればどの
ような手段であってもよいからアンテナ装置全搬にわた
って応用可能なること説明を要しないであろう。
（発明の効果）
本発明は以上説明したように構成するものであるから極
めて簡単な手法によって薄形、低姿勢のＭＳＡの特徴を
損うことなく広帯域化をはかるうえで著効を奏する。
めて簡単な手法によって薄形、低姿勢のＭＳＡの特徴を
損うことなく広帯域化をはかるうえで著効を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す図であって、（ａ）は
平面図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）及び（ｄｌは３ｄＢハ
イブリッド回路バタン図、第２図及び第３図は本発明の
ＭＳＡの一実施例の実測結果を示す図、第４図（ａｌ及
び（ｂ）は従来のＭＳＡの外観構造図及びその特性図で
ある。 射素子、 ３及び６・・・・・・・−アース用導電バ
タン、 ４・・・・−・−放射器、 ７・・−・・
・・・・３ｄＢハイブリッド回路、 ８−・明・・整
合回路。 ９・・・・−・・・給電回路、 １５及び１６・・・
・−・・・・貫通ビン。 特許出願人 東洋通信機株式会社 Ｆｒｅｑ、 ＣＱｓｚ） （′Ｉｏ’）
平面図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）及び（ｄｌは３ｄＢハ
イブリッド回路バタン図、第２図及び第３図は本発明の
ＭＳＡの一実施例の実測結果を示す図、第４図（ａｌ及
び（ｂ）は従来のＭＳＡの外観構造図及びその特性図で
ある。 射素子、 ３及び６・・・・・・・−アース用導電バ
タン、 ４・・・・−・−放射器、 ７・・−・・
・・・・３ｄＢハイブリッド回路、 ８−・明・・整
合回路。 ９・・・・−・・・給電回路、 １５及び１６・・・
・−・・・・貫通ビン。 特許出願人 東洋通信機株式会社 Ｆｒｅｑ、 ＣＱｓｚ） （′Ｉｏ’）
Claims (2)
- （１）マイクロストリップアンテナの放射素子の給電点
と給電回路との間のインピーダンス整合を微かにずらす
ことによってその周波数特性を広帯域化したことを特徴
とするマイクロストリップアンテナ。 - （２）前記インピーダンスの不整合状態を適宜変化せし
めることによってアンテナの適用周波数帯域を任意に設
定するよう構成したことを特徴とする特許請求の範囲１
項記載のマイクロストリップアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18327785A JPS6243906A (ja) | 1985-08-21 | 1985-08-21 | マイクロストリツプアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18327785A JPS6243906A (ja) | 1985-08-21 | 1985-08-21 | マイクロストリツプアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6243906A true JPS6243906A (ja) | 1987-02-25 |
| JPH0562481B2 JPH0562481B2 (ja) | 1993-09-08 |
Family
ID=16132840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18327785A Granted JPS6243906A (ja) | 1985-08-21 | 1985-08-21 | マイクロストリツプアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6243906A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58211985A (ja) * | 1982-06-01 | 1983-12-09 | 株式会社シマノ | 自転車用ギヤクランク装置 |
| JPH01168102A (ja) * | 1987-12-23 | 1989-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | 複数波共用アンテナ装置 |
| JPH02202203A (ja) * | 1989-01-31 | 1990-08-10 | Sony Corp | アンテナの給電装置 |
| JPH02262701A (ja) * | 1989-04-03 | 1990-10-25 | Yamatake Honeywell Co Ltd | マイクロストリップアンテナの給電構造 |
| JPH03187503A (ja) * | 1989-12-15 | 1991-08-15 | Matsushita Electric Works Ltd | 多層基板 |
| CN103794860A (zh) * | 2014-01-18 | 2014-05-14 | 中国计量学院 | 三土形与喜字头形微带天线 |
| WO2015004992A1 (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-15 | 株式会社ヨコオ | マイクロストリップアンテナ |
Citations (2)
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1985
- 1985-08-21 JP JP18327785A patent/JPS6243906A/ja active Granted
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