JPS6248416B2 - - Google Patents
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- JPS6248416B2 JPS6248416B2 JP22298982A JP22298982A JPS6248416B2 JP S6248416 B2 JPS6248416 B2 JP S6248416B2 JP 22298982 A JP22298982 A JP 22298982A JP 22298982 A JP22298982 A JP 22298982A JP S6248416 B2 JPS6248416 B2 JP S6248416B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM受信機においてマルチパス妨害の
レベルを検出するマルチパス妨害検出回路に関す
る。
レベルを検出するマルチパス妨害検出回路に関す
る。
（従来技術）
FM受信機における従来のマルチパス妨害検出
回路は、たとえば第１図に示す如くFM受信機中
の振幅制限前の中間周波信号を自動利得制御増幅
器１に供給して増幅し、自動利得制御増幅器１の
出力信号を振幅検波器（以下、AM検波器と記
す）２でAM検波し、AM検波出力をAM検波出力
中の19kHz成分を通過させるバンドパスフイルタ
３に供給し、バンドパスフイルタ３の出力を指示
計４に供給するように構成し、到来反射RF信号
の干渉により生じたメイン搬送波のAM変調成分
すなわち中間周波信号のエンベロープを検出し、
このエンベロープ中のパイロツト信号周波数成分
のレベルを表示していた。
回路は、たとえば第１図に示す如くFM受信機中
の振幅制限前の中間周波信号を自動利得制御増幅
器１に供給して増幅し、自動利得制御増幅器１の
出力信号を振幅検波器（以下、AM検波器と記
す）２でAM検波し、AM検波出力をAM検波出力
中の19kHz成分を通過させるバンドパスフイルタ
３に供給し、バンドパスフイルタ３の出力を指示
計４に供給するように構成し、到来反射RF信号
の干渉により生じたメイン搬送波のAM変調成分
すなわち中間周波信号のエンベロープを検出し、
このエンベロープ中のパイロツト信号周波数成分
のレベルを表示していた。
なお、６はFMアンテナを、７はフロントエン
ドを、８は中間周波増幅段を、９はFM復調段
を、１０はステレオ復調段を示し、これらにより
FMステレオチユーナを構成している。
ドを、８は中間周波増幅段を、９はFM復調段
を、１０はステレオ復調段を示し、これらにより
FMステレオチユーナを構成している。
しかるに、上記した如き従来のマルチパス妨害
検出回路によるときはメイン信号およびサブ信号
による周波数偏移によつて、またアンテナ６への
入射時における希望RF信号と反射RF信号との位
相差によつて、キヤリヤのエンベロープ中におけ
るパイロツト信号周波数成分のレベル、またはそ
の整数倍の周波数成分のレベルは後述する如く変
化し、マルチパス妨害を正しく検出することがで
きない欠点があつた。また、指示計４の入力信号
を反射RF信号の相殺用の信号として利用するこ
ともできない欠点があつた。
検出回路によるときはメイン信号およびサブ信号
による周波数偏移によつて、またアンテナ６への
入射時における希望RF信号と反射RF信号との位
相差によつて、キヤリヤのエンベロープ中におけ
るパイロツト信号周波数成分のレベル、またはそ
の整数倍の周波数成分のレベルは後述する如く変
化し、マルチパス妨害を正しく検出することがで
きない欠点があつた。また、指示計４の入力信号
を反射RF信号の相殺用の信号として利用するこ
ともできない欠点があつた。
いま仮に右チヤンネル音声信号と左チヤンネル
音声信号とが等しい場合に、マルチパス信号によ
るキヤリヤのエンベロープ中におけるパイロツト
信号レベルの変化について説明する。
音声信号とが等しい場合に、マルチパス信号によ
るキヤリヤのエンベロープ中におけるパイロツト
信号レベルの変化について説明する。
ＡD……希望RF信号、ＡR……反射RF信号、ω
c……メインキヤリヤの無変調時の角周波数（＝
２πc）、ωn……メイン信号（Ｌ＋Ｒ）の角周
波数（＝２πn）、ωp……パイロツト信号の角
周波数（＝２πp）、n……メイン信号の周波
数、p……パイロツト信号の周波数、Ｄn……メ
イン信号による周波数偏移、Ｄp……パイロツト
信号による周波数偏移、ｒ……反射RF信号の希
望RF信号に対するメインキヤリ振幅の相対レベ
ル（１＞ｒ＞０）、t0……反射RF信号の希望RF
信号に対する遅れ時間としたとき、 ＡD＝sin〔ωcｔ＋Ｄｎ／ｎsinωnｔ ＋Ｄｐ／ｐsinωpｔ〕 ＡR＝sin〔ωc（ｔ−t0）＋Ｄｎ／ｎsinωn（ｔ −t0）＋Ｄｐ／ｐsinωp（ｔ−t0）〕 アンテナ６に入射される合成RF信号は ＡD＋ＡR＝Ｒ（ｔ）sin〔ωcｔ＋Ｄｎ／ｎsinωnｔ ＋Ｄｐ／ｐsinωpｔ−α（ｔ）〕 となり、ここで Ｒ（ｔ）＝√12＋2＋2 α（ｔ）＝tan-1ｒｓｉｎθ／１＋ｒｃｏｓθ θ＝２Ｄｎ／ｎsinωｎ／２t0cosωn（ｔ−１／２t0
） ＋２Ｄｐ／ｐsinωｎ／２t0cosωp（ｔ−１／２t0
）＋ωct0 となる。
c……メインキヤリヤの無変調時の角周波数（＝
２πc）、ωn……メイン信号（Ｌ＋Ｒ）の角周
波数（＝２πn）、ωp……パイロツト信号の角
周波数（＝２πp）、n……メイン信号の周波
数、p……パイロツト信号の周波数、Ｄn……メ
イン信号による周波数偏移、Ｄp……パイロツト
信号による周波数偏移、ｒ……反射RF信号の希
望RF信号に対するメインキヤリ振幅の相対レベ
ル（１＞ｒ＞０）、t0……反射RF信号の希望RF
信号に対する遅れ時間としたとき、 ＡD＝sin〔ωcｔ＋Ｄｎ／ｎsinωnｔ ＋Ｄｐ／ｐsinωpｔ〕 ＡR＝sin〔ωc（ｔ−t0）＋Ｄｎ／ｎsinωn（ｔ −t0）＋Ｄｐ／ｐsinωp（ｔ−t0）〕 アンテナ６に入射される合成RF信号は ＡD＋ＡR＝Ｒ（ｔ）sin〔ωcｔ＋Ｄｎ／ｎsinωnｔ ＋Ｄｐ／ｐsinωpｔ−α（ｔ）〕 となり、ここで Ｒ（ｔ）＝√12＋2＋2 α（ｔ）＝tan-1ｒｓｉｎθ／１＋ｒｃｏｓθ θ＝２Ｄｎ／ｎsinωｎ／２t0cosωn（ｔ−１／２t0
） ＋２Ｄｐ／ｐsinωｎ／２t0cosωp（ｔ−１／２t0
）＋ωct0 となる。
そこで希望RF信号と反射RF信号との比を
10dB、パイロツト信号による周波数偏移を7.5k
Hz、遅延時間を10μｓ＋キヤリヤの１周期、メイ
ン信号の周波数1000Hz、メイン信号による周波数
偏移を0kHzとしたときにおける希望RF信号と反
射RF信号との位相差に対するキヤリヤのエンベ
ロープ中におけるパイロツト信号周波数成分のス
ペクトラムレベルおよびパイロツト信号の２倍の
周波数成分のスペクトラムレベルはそれぞれ第２
図ａおよび第２図ｂに示す如くである。第２図ａ
およびｂから明らかな如く位相差によつてスペク
トラムレベルは変化する。
10dB、パイロツト信号による周波数偏移を7.5k
Hz、遅延時間を10μｓ＋キヤリヤの１周期、メイ
ン信号の周波数1000Hz、メイン信号による周波数
偏移を0kHzとしたときにおける希望RF信号と反
射RF信号との位相差に対するキヤリヤのエンベ
ロープ中におけるパイロツト信号周波数成分のス
ペクトラムレベルおよびパイロツト信号の２倍の
周波数成分のスペクトラムレベルはそれぞれ第２
図ａおよび第２図ｂに示す如くである。第２図ａ
およびｂから明らかな如く位相差によつてスペク
トラムレベルは変化する。
また、希望RF信号と反射RF信号との比を
10dB、パイロツト信号の周波数偏移を7.5kHz、
遅延時間を10μｓ、メイン信号の周波数を1000Hz
としたときにおけるメイン信号による周波数偏移
に対するキヤリヤのエンベロープ中におけるパイ
ロツト信号周波数成分のスペクトラムレベルは第
３図ａおよび第３図ｂに示す如くである。なお、
第３図ａは希望RF信号と反射RF信号との位相差
が０度の場合を、第３図ｂは同じく位相差が90度
の場合を示している。
10dB、パイロツト信号の周波数偏移を7.5kHz、
遅延時間を10μｓ、メイン信号の周波数を1000Hz
としたときにおけるメイン信号による周波数偏移
に対するキヤリヤのエンベロープ中におけるパイ
ロツト信号周波数成分のスペクトラムレベルは第
３図ａおよび第３図ｂに示す如くである。なお、
第３図ａは希望RF信号と反射RF信号との位相差
が０度の場合を、第３図ｂは同じく位相差が90度
の場合を示している。
また、第３図ａおよびｂに対してメイン信号の
周波数を9500Hzとした場合においては、第３図ａ
に対して第３図ｃに示す如くになり、第３図ｂに
対しては第３図ｄに示す如くになる。
周波数を9500Hzとした場合においては、第３図ａ
に対して第３図ｃに示す如くになり、第３図ｂに
対しては第３図ｄに示す如くになる。
また、希望RF信号と反射RF信号との比を
10dB、パイロツト信号による周波数偏移を7.5k
Hz、遅延時間を10μｓ、メイン信号周波数を1000
Hzとしたときにおけるメイン信号による周波数に
対するキヤリヤのエンベロープ中におけるパイロ
ツト信号周波数の２倍の成分のスペクトラムレベ
ルは第３図ｅおよび第３図ｆに示す如くである。
なお、第３図ｅは希望RF信号と反射RF信号との
相差が０度の場合を、第３図ｆは同じく位相差が
90度の場合を示している。
10dB、パイロツト信号による周波数偏移を7.5k
Hz、遅延時間を10μｓ、メイン信号周波数を1000
Hzとしたときにおけるメイン信号による周波数に
対するキヤリヤのエンベロープ中におけるパイロ
ツト信号周波数の２倍の成分のスペクトラムレベ
ルは第３図ｅおよび第３図ｆに示す如くである。
なお、第３図ｅは希望RF信号と反射RF信号との
相差が０度の場合を、第３図ｆは同じく位相差が
90度の場合を示している。
また、第３図ｅおよびｆに対してメイン信号の
周波数を9500Hzとした場合においては、第３図ｅ
に対しては第３図ｇに示す如くになり、第３図ｆ
に対しては第３図ｈに示す如くになる。
周波数を9500Hzとした場合においては、第３図ｅ
に対しては第３図ｇに示す如くになり、第３図ｆ
に対しては第３図ｈに示す如くになる。
第３図ａ〜ｈから明らかな如くメイン信号によ
る周波数偏移に応じて、キヤリヤのエンベロープ
中におけるパイロツト信号周波数成分のレベルお
よび同じくパイロツト信号周波数の２倍の成分の
レベルは変動する。
る周波数偏移に応じて、キヤリヤのエンベロープ
中におけるパイロツト信号周波数成分のレベルお
よび同じくパイロツト信号周波数の２倍の成分の
レベルは変動する。
（発明の目的）
本発明は上記にかんがみなされたもので、前記
の欠点を解消し、安定してマルチパス妨害を検出
することのできるマルチパス妨害検出回路を提供
することを目的とする。
の欠点を解消し、安定してマルチパス妨害を検出
することのできるマルチパス妨害検出回路を提供
することを目的とする。
この目的は本発明によれば、FM受信機におけ
る振幅制限前の中間周波信号が供給されるAM検
波器と、該AM検波器の出力が供給されかつ中心
周波数がパイロツト信号周波数の整数倍周波数に
設定されたバンドパスフイルタと、該バンドパス
フイルタの出力が供給されるスイツチ回路と、該
スイツチ回路を介した前記バンドパスフイルタの
出力で充電されるホールドコンデンサと、前記
FM受信機のFM復調出力が供給されかつ該FM復
調出力が所定範囲内のとき前記スイツチ回路をオ
ン状態に制御する比較器とを備えてなり、前記ホ
ールドコンデンサの電圧をマルチパス妨害検出出
力とすることにより達成される。
る振幅制限前の中間周波信号が供給されるAM検
波器と、該AM検波器の出力が供給されかつ中心
周波数がパイロツト信号周波数の整数倍周波数に
設定されたバンドパスフイルタと、該バンドパス
フイルタの出力が供給されるスイツチ回路と、該
スイツチ回路を介した前記バンドパスフイルタの
出力で充電されるホールドコンデンサと、前記
FM受信機のFM復調出力が供給されかつ該FM復
調出力が所定範囲内のとき前記スイツチ回路をオ
ン状態に制御する比較器とを備えてなり、前記ホ
ールドコンデンサの電圧をマルチパス妨害検出出
力とすることにより達成される。
以下、本発明を実施例により説明する。
（発明の一実施例における構成）
第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。
ある。
本発明の一実施例においては、アンテナ６、フ
ロントエンド７、中間周波増幅段８、FM復調段
９およびステレオ復調段１０からなるFMチユー
ナ中の振幅制限前の中間周波信号を自動利得制御
増幅器１に供給して増幅する。自動利得制御増幅
器１の出力信号はAM検波器２に供給してAM検
波する。AM検波器２の出力は中心周波数がパイ
ロツト周波数に設定したバンドパスフイルタ３に
供給してAM検波器２の出力中からパイロツト周
波数成分を抽出する。バンドパスフイルタ３の出
力はスイツチ回路１１を介してホールドコンデン
サ１２に供給してバンドパスフイルタ３の出力で
ホールドコンデンサ１２を充電する。ホールドコ
ンデンサ１２の電圧は指示計４を供給する。一
方、FM復調段９の復調出力はウインドコンパレ
ータ（以下、単に比較器）１３に供給する。比較
器１３にはキヤリヤの所定周波数偏移に対応する
FM復調段９の出力電圧に等しい直流電圧源１４
１，１４２の電圧が基準電圧として供給してあ
る。比較器１３の出力はスイツチ回路１１に供給
して基準電圧範囲内の電圧がFM復調段９から出
力されたときスイツチ回路１１をオン状態に制御
するように構成してある。
ロントエンド７、中間周波増幅段８、FM復調段
９およびステレオ復調段１０からなるFMチユー
ナ中の振幅制限前の中間周波信号を自動利得制御
増幅器１に供給して増幅する。自動利得制御増幅
器１の出力信号はAM検波器２に供給してAM検
波する。AM検波器２の出力は中心周波数がパイ
ロツト周波数に設定したバンドパスフイルタ３に
供給してAM検波器２の出力中からパイロツト周
波数成分を抽出する。バンドパスフイルタ３の出
力はスイツチ回路１１を介してホールドコンデン
サ１２に供給してバンドパスフイルタ３の出力で
ホールドコンデンサ１２を充電する。ホールドコ
ンデンサ１２の電圧は指示計４を供給する。一
方、FM復調段９の復調出力はウインドコンパレ
ータ（以下、単に比較器）１３に供給する。比較
器１３にはキヤリヤの所定周波数偏移に対応する
FM復調段９の出力電圧に等しい直流電圧源１４
１，１４２の電圧が基準電圧として供給してあ
る。比較器１３の出力はスイツチ回路１１に供給
して基準電圧範囲内の電圧がFM復調段９から出
力されたときスイツチ回路１１をオン状態に制御
するように構成してある。
（発明の一実施例における作用）
以上の如く構成した本発明の一実施例におい
て、FMチユーナの振幅制限される前の中間周波
信号は自動利得制御増幅器１で増幅される。自動
利得制御増幅器１で振幅制限される前の中間周波
信号が増幅されたことにより、アンテナ６の入力
レベルが小レベルから大レベルまでほぼ同一レベ
ルに達する。この同一レベルにまで増幅された振
幅制限前の中間周波信号はAM検波器２でAM検
波され、AM検波器２の検波出力はバンドパスフ
イルタ３に供給される。
て、FMチユーナの振幅制限される前の中間周波
信号は自動利得制御増幅器１で増幅される。自動
利得制御増幅器１で振幅制限される前の中間周波
信号が増幅されたことにより、アンテナ６の入力
レベルが小レベルから大レベルまでほぼ同一レベ
ルに達する。この同一レベルにまで増幅された振
幅制限前の中間周波信号はAM検波器２でAM検
波され、AM検波器２の検波出力はバンドパスフ
イルタ３に供給される。
いま、希望RF信号とともに反射RF信号が存在
すると、希望RF信号は反射RF信号の干渉によつ
てAM変調される。したがつて振幅制限前の中間
周波信号もAM変調されており、AM検波器２に
よりAM検波されてそのエンベロープ出力がAM
検波器２から出力され、その内のパイロツト信号
周波数成分のみがバンドパスフイルタ３から出力
されることになる。
すると、希望RF信号は反射RF信号の干渉によつ
てAM変調される。したがつて振幅制限前の中間
周波信号もAM変調されており、AM検波器２に
よりAM検波されてそのエンベロープ出力がAM
検波器２から出力され、その内のパイロツト信号
周波数成分のみがバンドパスフイルタ３から出力
されることになる。
一方、キヤリヤの周波数偏移が前記所定周波数
偏移以下のとき、比較器１３は高電位出力を発生
し、スイツチ回路１１はオン状態に制限されて、
ホールドコンデンサ１２はバンドパスフイルタ３
の出力により充電される。一方、キヤリヤの周波
数偏移が前記所定周波数を超えているときは、比
較器１３は低電位出力を発生し、スイツチ回路１
１はオフ状態に制御されて、ホールドコンデンサ
１２の充電電圧はホールドされる。
偏移以下のとき、比較器１３は高電位出力を発生
し、スイツチ回路１１はオン状態に制限されて、
ホールドコンデンサ１２はバンドパスフイルタ３
の出力により充電される。一方、キヤリヤの周波
数偏移が前記所定周波数を超えているときは、比
較器１３は低電位出力を発生し、スイツチ回路１
１はオフ状態に制御されて、ホールドコンデンサ
１２の充電電圧はホールドされる。
そこで前記所定周波数偏移を低く設定しておく
ことによつて、バンドパスフイルタ３からの出力
レベルが第３図に示す如くメイン信号による周波
数偏移によつて変動しても、ホールドコンデンサ
の出力電圧の変動は少なく抑えられて、周波数偏
移の変動による出力レベルの変化の影響は殆んど
なくなり、指示計４によつてマルチパス妨害を正
確かつ安定して指示されることになる。
ことによつて、バンドパスフイルタ３からの出力
レベルが第３図に示す如くメイン信号による周波
数偏移によつて変動しても、ホールドコンデンサ
の出力電圧の変動は少なく抑えられて、周波数偏
移の変動による出力レベルの変化の影響は殆んど
なくなり、指示計４によつてマルチパス妨害を正
確かつ安定して指示されることになる。
またバンドパスフイルタ３の中心周波数をパイ
ロツト信号周波数の２以上の整数倍の周波数に設
定しても同じである。
ロツト信号周波数の２以上の整数倍の周波数に設
定しても同じである。
つぎに本発明の他の実施例について説明する。
（発明の他の実施例における構成） 第５図は本発明の他の実施例を示すブロツク図
である。
（発明の他の実施例における構成） 第５図は本発明の他の実施例を示すブロツク図
である。
本発明の他の実施例においては、本発明の一実
施例においてさらにバンドパスフイルタ３とスイ
ツチ回路１１との間に、入力信号のレベルを比較
して入力信号の大レベルの方を選択して出力する
大振幅選択回路１７と、AM検波器２の出力信号
を入力としかつ中心周波数がパイロツト信号周波
数の２倍の周波数に設定したバンドパスフイルタ
１５と、パンドパスフイルタ１５の出力を増幅す
る増幅器１６とを設け、バンドパスフイルタ２の
出力と増幅器１６の出力とを大振幅選択回路１７
に供給し、大振幅選択回路１７の出力をスイツチ
回路１１に供給する。
施例においてさらにバンドパスフイルタ３とスイ
ツチ回路１１との間に、入力信号のレベルを比較
して入力信号の大レベルの方を選択して出力する
大振幅選択回路１７と、AM検波器２の出力信号
を入力としかつ中心周波数がパイロツト信号周波
数の２倍の周波数に設定したバンドパスフイルタ
１５と、パンドパスフイルタ１５の出力を増幅す
る増幅器１６とを設け、バンドパスフイルタ２の
出力と増幅器１６の出力とを大振幅選択回路１７
に供給し、大振幅選択回路１７の出力をスイツチ
回路１１に供給する。
なお、ここで増幅器１６の利得は約15dBに設
定してある。
定してある。
（本発明の他の実施例における作用）
以上の如く構成した本発明の一実施例におい
て、AM検波器２の出力信号中のパイロツト信号
周波数成分はバンドパスフイルタ３によつて抽出
され、パイロツト信号周波数の２倍の周波数成分
はバンドパスフイルタ１５によつて抽出される。
この場合において、パイロツト信号周波数の２倍
の周波数成分は、パイロツト信号成分より約
15dB低いため、増幅器１６で約15dB増幅され
る。増幅器１６で増幅されたバンドパスフイルタ
１５の出力レベルとバンドパスフイルタ３の出力
レベルとが、大振幅選択回路１７で比較されて大
出力レベル側が選択され、スイツチ回路１１を介
してホールドコンデンサ１２に供給されてホール
ドコンデンサ１２を充電する。しかるに本発明の
一実施例の場合と同様にキヤリヤの周波数偏移
が、所定周波数偏移以下のときスイツチ回路１１
がオン状態になり、ホールドコンデンサ１２は大
振幅選択回路１７の出力レベルに充電され、所定
周波数偏移を超えているときはスイツチ回路１１
がオフ状態になつて、ホールドコンデンサ１２の
充電電圧はホールドされる。したがつて、周波数
偏移の変動によるコンデンサ１２の出力レベルの
変化の影響は殆んどなくなる。
て、AM検波器２の出力信号中のパイロツト信号
周波数成分はバンドパスフイルタ３によつて抽出
され、パイロツト信号周波数の２倍の周波数成分
はバンドパスフイルタ１５によつて抽出される。
この場合において、パイロツト信号周波数の２倍
の周波数成分は、パイロツト信号成分より約
15dB低いため、増幅器１６で約15dB増幅され
る。増幅器１６で増幅されたバンドパスフイルタ
１５の出力レベルとバンドパスフイルタ３の出力
レベルとが、大振幅選択回路１７で比較されて大
出力レベル側が選択され、スイツチ回路１１を介
してホールドコンデンサ１２に供給されてホール
ドコンデンサ１２を充電する。しかるに本発明の
一実施例の場合と同様にキヤリヤの周波数偏移
が、所定周波数偏移以下のときスイツチ回路１１
がオン状態になり、ホールドコンデンサ１２は大
振幅選択回路１７の出力レベルに充電され、所定
周波数偏移を超えているときはスイツチ回路１１
がオフ状態になつて、ホールドコンデンサ１２の
充電電圧はホールドされる。したがつて、周波数
偏移の変動によるコンデンサ１２の出力レベルの
変化の影響は殆んどなくなる。
またさらに、第２図に示す如く希望RF信号と
反射RF信号との間の位相差が変動しても、AM
検波器２の出力信号中のパイロツト信号周波数成
分とパイロツト信号周波数の２倍の周波数成分と
はともに低下することはなく、本発明の他の実施
例においては大振幅選択回路１７によつて、増幅
器１６により増幅されたバンドパスフイルタ１５
の出力とバンドパスフイルタ３の出力との大レベ
ル側が選択されるため、希望RF信号と反射RF信
号との位相差が変動しても、その変動の影響はな
くなり、ホールドコンデンサ１２の出力電圧は安
定している。
反射RF信号との間の位相差が変動しても、AM
検波器２の出力信号中のパイロツト信号周波数成
分とパイロツト信号周波数の２倍の周波数成分と
はともに低下することはなく、本発明の他の実施
例においては大振幅選択回路１７によつて、増幅
器１６により増幅されたバンドパスフイルタ１５
の出力とバンドパスフイルタ３の出力との大レベ
ル側が選択されるため、希望RF信号と反射RF信
号との位相差が変動しても、その変動の影響はな
くなり、ホールドコンデンサ１２の出力電圧は安
定している。
したがつて本発明の他の実施例によればマルチ
パス妨害検出信号は周波数偏移の変動および希望
RF信号と反射RF信号との位相差の変動によつて
も安定することになる。
パス妨害検出信号は周波数偏移の変動および希望
RF信号と反射RF信号との位相差の変動によつて
も安定することになる。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明によれば、マルチパス
妨害検出信号はメイン信号、サブ信号による周波
数偏移によつて影響されず、またメイン信号、サ
ブ信号による周波数偏移および希望RF信号と反
射RF信号との位相差によつても影響されず、安
定する。したがつて妨害検出信号を指示計で表示
する場合も安定し、かつ反射波の相殺信号として
も利用をすることができる。
妨害検出信号はメイン信号、サブ信号による周波
数偏移によつて影響されず、またメイン信号、サ
ブ信号による周波数偏移および希望RF信号と反
射RF信号との位相差によつても影響されず、安
定する。したがつて妨害検出信号を指示計で表示
する場合も安定し、かつ反射波の相殺信号として
も利用をすることができる。
第１図は従来のマルチパス妨害検出回路を示す
回路図。第２図および第３図は希望RF信号と反
射RF信号との位相差に対するキヤリヤの振幅変
調成分のレベル変化を示す特性図およびメイン信
号による周波数偏移に対するキヤリヤの振幅変調
成分のレベル変化を示す特性図。第４図は本発明
の一実施例を示すブロツク図。第５図は本発明の
他の実施例を示すブロツク図。 １……自動利得制御回路、２……AM検波器、
３および１５……バンドパスフイルタ、４……指
示計、７……フロントエンド、８……中間周波増
幅段、９……FM復調器、１１……スイツチ回
路、１２……ホールドコンデンサ、１３……比較
器、１７……大振幅選択回路。
回路図。第２図および第３図は希望RF信号と反
射RF信号との位相差に対するキヤリヤの振幅変
調成分のレベル変化を示す特性図およびメイン信
号による周波数偏移に対するキヤリヤの振幅変調
成分のレベル変化を示す特性図。第４図は本発明
の一実施例を示すブロツク図。第５図は本発明の
他の実施例を示すブロツク図。 １……自動利得制御回路、２……AM検波器、
３および１５……バンドパスフイルタ、４……指
示計、７……フロントエンド、８……中間周波増
幅段、９……FM復調器、１１……スイツチ回
路、１２……ホールドコンデンサ、１３……比較
器、１７……大振幅選択回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM受信機における振幅制限前の中間周波信
号が供給される振幅検波器と、該振幅検波器の出
力が供給されかつ中心周波数がパイロツト信号周
波数の整数倍の周波数に設定されたバンドパスフ
イルタと、該バンドパスフイルタの出力が供給さ
れるスイツチ回路と、該スイツチ回路を介した前
記バンドパスフイルタの出力で充電されるホール
ドコンデンサと、前記FM受信機のFM復調器出
力が供給されかつ該FM復調器出力が所定範囲内
のとき前記スイツチ回路をオン状態に制御する比
較器とを備えてなり、前記ホールドコンデンサの
電圧をマルチパス妨害検出出力とすることを特徴
とするマルチパス妨害検出回路。 ２ FM受信機における振幅制限前の中間周波信
号が供給される振幅検波器と、該振幅検波器の出
力が供給されかつ中心周波数がパイロツト信号周
波数に設定された第１のバンドパスフイルタと、
前記振幅検波器出力が供給されかつ中心周波数が
前記パイロツト信号周波数の２倍の周波数に設定
された第２のバンドパスフイルタと、該第２のバ
ンドパスフイルタの出力を増幅する増幅器と、前
記第１のパンドパスフイルタの出力レベルと前記
増幅器の出力レベルとを比較して大きい方のレベ
ル出力を選択する振幅選択回路と、該振幅選択回
路の出力が供給されるスイツチ回路と、該スイツ
チ回路を介した前記振幅選択回路の出力で充電さ
れるホールドコンデンサと、前記FM受信機の
FM復調出力が供給されかつ前記FM復調出力が
所定範囲内のとき前記スイツチ回路をオン状態に
制御する比較器とを備えてなり、前記ホールドコ
ンデンサの電圧をマルチパス妨害検出出力とする
ことを特徴とするマルチパス妨害検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22298982A JPS59114933A (ja) | 1982-12-21 | 1982-12-21 | マルチパス妨害検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22298982A JPS59114933A (ja) | 1982-12-21 | 1982-12-21 | マルチパス妨害検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59114933A JPS59114933A (ja) | 1984-07-03 |
| JPS6248416B2 true JPS6248416B2 (ja) | 1987-10-14 |
Family
ID=16791053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22298982A Granted JPS59114933A (ja) | 1982-12-21 | 1982-12-21 | マルチパス妨害検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59114933A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05228319A (ja) * | 1992-02-17 | 1993-09-07 | Shintou Dasutokorekutaa Kk | 濾過装置及び同濾過装置を使用したオイルミストコレクタ |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH052450U (ja) * | 1991-06-21 | 1993-01-14 | パイオニア株式会社 | シグナルメータ回路 |
-
1982
- 1982-12-21 JP JP22298982A patent/JPS59114933A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05228319A (ja) * | 1992-02-17 | 1993-09-07 | Shintou Dasutokorekutaa Kk | 濾過装置及び同濾過装置を使用したオイルミストコレクタ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59114933A (ja) | 1984-07-03 |
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