JPS6252496B2 - - Google Patents
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- JPS6252496B2 JPS6252496B2 JP2843383A JP2843383A JPS6252496B2 JP S6252496 B2 JPS6252496 B2 JP S6252496B2 JP 2843383 A JP2843383 A JP 2843383A JP 2843383 A JP2843383 A JP 2843383A JP S6252496 B2 JPS6252496 B2 JP S6252496B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
- H04B1/1676—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal of the sum or difference signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM受信機のステレオ復調回路に関
し、さらに詳言すれば中間周波段バンドパスフイ
ルタの特性に起因して発生する歪を除去したステ
レオ復調回路に関する。
し、さらに詳言すれば中間周波段バンドパスフイ
ルタの特性に起因して発生する歪を除去したステ
レオ復調回路に関する。
（従来技術）
従来のFMステレオ受信機におけるFM復調出
力信号の歪は、中間周波段バンドパスフイルタの
周波数対振幅特性および周波数対位相特性に起因
して発生する。
力信号の歪は、中間周波段バンドパスフイルタの
周波数対振幅特性および周波数対位相特性に起因
して発生する。
余弦波1/2cospt（０＜ｐ≦２π×15kHz）、−1/
２cosptをそれぞれステレオの左側チヤンネル信
号、右側チヤンネル信号としてステレオ変調した
ときの変調信号ＳMは ＳM＝cosptcosωcｔ ＝1/2cos（ωc＋ｐ）ｔ ＋1/2cos（ωc−ｐ）ｔ で表わされる。上式においてωcは副搬送波信号
の角周波数であり、cosptの高調波歪を問題にし
ているためパイロツト信号は省略してある。
２cosptをそれぞれステレオの左側チヤンネル信
号、右側チヤンネル信号としてステレオ変調した
ときの変調信号ＳMは ＳM＝cosptcosωcｔ ＝1/2cos（ωc＋ｐ）ｔ ＋1/2cos（ωc−ｐ）ｔ で表わされる。上式においてωcは副搬送波信号
の角周波数であり、cosptの高調波歪を問題にし
ているためパイロツト信号は省略してある。
一方、上記変調信号ＳMの放送をFMチユーナ
で受信したときにおけるFM復調信号ＳDは、中
間周波段におけるバンドパスフイルタの影響によ
り生ずる最も大きい歪成分だけを考慮すると、 ＳD＝1/2cos（ωc＋ｐ）ｔ ＋1/2cos（ωc−ｐ）ｔ ＋kcos（ωc＋3p）ｔ ＋kcos（ωc−3p）ｔ で表わすことができる。ここでｋは中間周波段の
バンドパスフイルタが示す特性により定まる定数
である。
で受信したときにおけるFM復調信号ＳDは、中
間周波段におけるバンドパスフイルタの影響によ
り生ずる最も大きい歪成分だけを考慮すると、 ＳD＝1/2cos（ωc＋ｐ）ｔ ＋1/2cos（ωc−ｐ）ｔ ＋kcos（ωc＋3p）ｔ ＋kcos（ωc−3p）ｔ で表わすことができる。ここでｋは中間周波段の
バンドパスフイルタが示す特性により定まる定数
である。
一方、従来のステレオ復調回路は第１図に示す
如く、FMチユーナ１の出力信号すなわちFM復
調信号ＳDからパイロツト信号を利用して副搬送
波を出力する副搬送波発生回路２、FM復調信号
ＳDと副搬送波発生回路２の出力信号S2とを乗算
する乗算回路３、FM復調信号ＳDからメイン信
号を抽出するローパスフイルタ４、乗算回路３と
ともに同期検波回路を構成しサブ信号によるダブ
ルサイドバンド信号からサブ信号を出力するロー
パスフイルタ５、ローパスフイルタ４の出力信号
S4とローパスフイルタ５の出力信号S5とを加算す
る加算回路６およびローパスフイルタ４の出力信
号S4からローパスフイルタ５の出力信号S5を減算
する減算回路７からなつている。なお８はアンテ
ナを示している。
如く、FMチユーナ１の出力信号すなわちFM復
調信号ＳDからパイロツト信号を利用して副搬送
波を出力する副搬送波発生回路２、FM復調信号
ＳDと副搬送波発生回路２の出力信号S2とを乗算
する乗算回路３、FM復調信号ＳDからメイン信
号を抽出するローパスフイルタ４、乗算回路３と
ともに同期検波回路を構成しサブ信号によるダブ
ルサイドバンド信号からサブ信号を出力するロー
パスフイルタ５、ローパスフイルタ４の出力信号
S4とローパスフイルタ５の出力信号S5とを加算す
る加算回路６およびローパスフイルタ４の出力信
号S4からローパスフイルタ５の出力信号S5を減算
する減算回路７からなつている。なお８はアンテ
ナを示している。
ここで副搬送波発生回路２の出力信号S2は
S2＝2cosωcｔ
である。また乗算回路３の出力信号S3は
S3＝ＳD×S2
＝cospt＋1/2cos（２ωc＋ｐ）ｔ
＋1/2cos（２ωc−ｐ）ｔ
＋2kcos3pt＋kcos（２ωc＋3p）ｔ
＋kcos（２ωc−3p）ｔ
となる。
またローパスフイルタ４および５の出力信号S4
およびS5はそれぞれ S4＝０ S5＝cospt＋2kcos3pt となる。
およびS5はそれぞれ S4＝０ S5＝cospt＋2kcos3pt となる。
したがつて加算回路６の出力信号S6および減算
回路７の出力信号S7はそれぞれ S6＝cospt＋2kcos3pt S7＝−cospt−2kcos3pt となる。
回路７の出力信号S7はそれぞれ S6＝cospt＋2kcos3pt S7＝−cospt−2kcos3pt となる。
したがつて従来のステレオ復調回路によるとき
は、上記の如くFM復調信号ＳD中の第３項およ
び第４項のωc＋3p，ωc−3pの成分が3p成分と
なり基本波の第３次高調波歪が発生する欠点があ
つた。
は、上記の如くFM復調信号ＳD中の第３項およ
び第４項のωc＋3p，ωc−3pの成分が3p成分と
なり基本波の第３次高調波歪が発生する欠点があ
つた。
（発明の目的）
本発明は上記にかんがみなされたもので、中間
周波段のバンドパスフイルタにより生ずるステレ
オ復調信号中の歪を除去して上記の欠点を解消し
たステレオ復調回路を提供することを目的とす
る。
周波段のバンドパスフイルタにより生ずるステレ
オ復調信号中の歪を除去して上記の欠点を解消し
たステレオ復調回路を提供することを目的とす
る。
以下、本発明を実施例により説明する。
（発明の第１実施例における構成）
第２図は本発明の第１実施例の構成を示すブロ
ツク図である。本第１実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
ツク図である。本第１実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
本発明の第１実施例のステレオ復調回路は、第
１図に示した従来のステレオ復調回路に、さらに
ローパスフイルタ５の出力信号S5を３乗する３乗
回路９と、３乗回路９の出力信号S9のレベルを調
整するレベル調整回路１０と、ローパスフイルタ
５の出力信号S5からレベル調整回路１０の出力信
号S10を減算する減算回路１１とを受け、減算回
路１１の出力信号を第１図に示したローパスフイ
ルタ５の出力信号S5に代つて加算回路６および減
算回路７に供給するように構成してある。
１図に示した従来のステレオ復調回路に、さらに
ローパスフイルタ５の出力信号S5を３乗する３乗
回路９と、３乗回路９の出力信号S9のレベルを調
整するレベル調整回路１０と、ローパスフイルタ
５の出力信号S5からレベル調整回路１０の出力信
号S10を減算する減算回路１１とを受け、減算回
路１１の出力信号を第１図に示したローパスフイ
ルタ５の出力信号S5に代つて加算回路６および減
算回路７に供給するように構成してある。
ここで３乗回路９はたとえば第３図に示した如
く、入力信号を２乗する乗算回路９−１と、乗算
回路９−１の出力信号と入力信号とを乗算する乗
算回路９−２とによつて構成することができる。
く、入力信号を２乗する乗算回路９−１と、乗算
回路９−１の出力信号と入力信号とを乗算する乗
算回路９−２とによつて構成することができる。
（発明の第１実施例における作用）
以上の如く構成した本第１実施例における作用
は次の如くである。
は次の如くである。
ローパスフイルタ５の出力信号S5は３乗回路９
において３乗される。出力信号S5は第１図に示し
た従来例において説明した如くであるため、３乗
回路９の出力信号S9は S9＝（S5）3＝（cospt＋2kcos3pt）3 ＝cos3pt＋6kcos2ptcos3pt ＋6kcosptcos23pt＋8k3cos33pt となる。
において３乗される。出力信号S5は第１図に示し
た従来例において説明した如くであるため、３乗
回路９の出力信号S9は S9＝（S5）3＝（cospt＋2kcos3pt）3 ＝cos3pt＋6kcos2ptcos3pt ＋6kcosptcos23pt＋8k3cos33pt となる。
レベル調整回路１０の入出力レベル比をｌ（＝
8k）とすれば、レベル調整回路１０の出力信号
S10は S10＝lS9＝lcos3pt ＋6kcos2ptcos3pt ＋6klcosptcos23pt ＋8k3lcos33pt となる。ここで歪分の大きさは基本波信号レベル
に対して非常に小さい範囲を問題にしているた
め、｜ｋ｜≪１，｜ｌ｜≪１と見做せる。したが
つて S10≒lcos3pt となる。
8k）とすれば、レベル調整回路１０の出力信号
S10は S10＝lS9＝lcos3pt ＋6kcos2ptcos3pt ＋6klcosptcos23pt ＋8k3lcos33pt となる。ここで歪分の大きさは基本波信号レベル
に対して非常に小さい範囲を問題にしているた
め、｜ｋ｜≪１，｜ｌ｜≪１と見做せる。したが
つて S10≒lcos3pt となる。
そこで減算回路１１の出力信号S11は
S11＝S5−S10
＝cospt＋2kcos3pt−lcos3pt
＝（１−３／４ｌ）cospt
＋（2k−１／４ｌ）cos3pt
となる。
したがつて加算回路６の出力信号S16および減
算回路７の出力信号S17はそれぞれ S16＝S4＋S11 ＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−１／４ｌ）cos3pt S17＝S4−S11 ＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−１／４ｌ）cos3pt ここでS4は前記の如く零である。
算回路７の出力信号S17はそれぞれ S16＝S4＋S11 ＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−１／４ｌ）cos3pt S17＝S4−S11 ＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−１／４ｌ）cos3pt ここでS4は前記の如く零である。
そこで、ｌ＝8kに調整してあるため、ステレ
オ復調信号中の、すなわち加算回路６の出力信号
S16および減算回路７の出力信号S17中のcos3pt成
分は零となつて、ステレオ信号成分中に第３高調
波歪が存在することはなくなる。
オ復調信号中の、すなわち加算回路６の出力信号
S16および減算回路７の出力信号S17中のcos3pt成
分は零となつて、ステレオ信号成分中に第３高調
波歪が存在することはなくなる。
また中間周波段におけるバンドパスフイルタの
周波数対振幅特性、周波数対位相特性のばらつき
によつてFM復調信号ＳD中における定数ｋが負
の値をとるときにおいては、レベル調整回路１０
のレベル比ｌを（−ｌ）とすれば同様の効果を得
ることができる。
周波数対振幅特性、周波数対位相特性のばらつき
によつてFM復調信号ＳD中における定数ｋが負
の値をとるときにおいては、レベル調整回路１０
のレベル比ｌを（−ｌ）とすれば同様の効果を得
ることができる。
また、本第１実施例においてローパスフイルタ
４および５は、加算回路６および減算回路７の入
力側に設けた場合を例に説明した。しかしローパ
スフイルタ４および５を加算回路６および減算回
路７の出力側に設けても同様である。
４および５は、加算回路６および減算回路７の入
力側に設けた場合を例に説明した。しかしローパ
スフイルタ４および５を加算回路６および減算回
路７の出力側に設けても同様である。
つぎに本発明の第２実施例について説明する。
第４図は本発明の第２実施例の構成を示すブロ
ツク図であり、本第２実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
ツク図であり、本第２実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
（発明の第２実施例における構成）
本第２実施例のステレオ復調回路は、第１図に
示した従来のステレオ復調回路に、第２図に示し
た３乗回路９およびレベル調整回路１０と、加算
回路６の出力信号S6からレベル調整回路１０の出
力信号S10を減算する減算回路１２と、減算回路
７の出力信号S7とレベル調整回路１０の出力信号
S10とを加算する加算回路１３とを設けて構成し
てある。
示した従来のステレオ復調回路に、第２図に示し
た３乗回路９およびレベル調整回路１０と、加算
回路６の出力信号S6からレベル調整回路１０の出
力信号S10を減算する減算回路１２と、減算回路
７の出力信号S7とレベル調整回路１０の出力信号
S10とを加算する加算回路１３とを設けて構成し
てある。
（発明の第２実施例における作用）
以上の如く構成した本第２実施例の作用は次の
如くである。
如くである。
減算回路１２の出力信号S12および加算回路１
３の出力信号S13はそれぞれ S12＝S6−S10 ＝cospt＋2kcos3pt−lcos3pt ＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−１／４ｌ）cos3pt S13＝S7＋S10 ＝−cospt−2kcos3pt＋lcos3pt ＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−１／４ｌ）cos3pt となる。
３の出力信号S13はそれぞれ S12＝S6−S10 ＝cospt＋2kcos3pt−lcos3pt ＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−１／４ｌ）cos3pt S13＝S7＋S10 ＝−cospt−2kcos3pt＋lcos3pt ＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−１／４ｌ）cos3pt となる。
ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌはｌ＝
8kに設定してあるため、本発明の第２実施例も
第１実施例の場合と同様に作用する。
8kに設定してあるため、本発明の第２実施例も
第１実施例の場合と同様に作用する。
なお、以上の本発明の第１および第２実施例は
マトリツクス方式ステレオ復調回路の場合を例に
説明した。つぎにスイツチング方式ステレオ復調
回路を本発明の第３実施例として説明する。
マトリツクス方式ステレオ復調回路の場合を例に
説明した。つぎにスイツチング方式ステレオ復調
回路を本発明の第３実施例として説明する。
第５図は本発明の第３実施例の構成を示すブロ
ツク図である。
ツク図である。
（発明の第３実施例における構成）
本第３実施例のステレオ復調回路は、FMチユ
ーナ１から出力されたFM復調信号ＳD中のパイ
ロツト信号に位相同期しかつ副搬送波周波数の互
に逆相の副搬送波信号Ｓ2AおよびＳ2Bを出力する
副搬送波発生回路２Aと、FM復調信号ＳDと副搬
送波発生回路２Aから出力された副搬送波信号Ｓ2
Ａとを乗算する乗算回路１８と、FM復調信号ＳD
と副搬送波発生回路２Aから出力された副搬送波
信号Ｓ2Bとを乗算する乗算回路１９と、乗算回路
１８，１９の出力信号S18，S19から音声信号帯域
外の周波数成分をそれぞれ除去するためのローパ
スフイルタ４′，５′とからなる従来のスイツチン
グ方式ステレオ復調回路に、第３高調波歪分を除
去するための下記の補正用回路を備えている。こ
の補正用回路はローパスフイルタ４′の出力信号
S4′レベルを1/2にする減衰回路２０と、ローパス
フイルタ５′の出力信号S5′レベルを1/2にする減
衰回路２１と、減衰回路２０の出力信号S20から
減衰回路２１の出力信号S21を減算する減算回路
２２と、減算回路２２の出力信号S22を３乗する
３乗回路２３と、３乗回路２３の出力信号S23の
レベルを調整するレベル調整回路１０と、ローパ
スフイルタ４′の出力信号S4′からレベル調整回路
１０の出力信号S10を減算する減算回路２４と、
ローパスフイルタ５′の出力信号S5′とレベル調整
回路１０の出力信号S10とを加算する加算回路２
５とから構成してある。
ーナ１から出力されたFM復調信号ＳD中のパイ
ロツト信号に位相同期しかつ副搬送波周波数の互
に逆相の副搬送波信号Ｓ2AおよびＳ2Bを出力する
副搬送波発生回路２Aと、FM復調信号ＳDと副搬
送波発生回路２Aから出力された副搬送波信号Ｓ2
Ａとを乗算する乗算回路１８と、FM復調信号ＳD
と副搬送波発生回路２Aから出力された副搬送波
信号Ｓ2Bとを乗算する乗算回路１９と、乗算回路
１８，１９の出力信号S18，S19から音声信号帯域
外の周波数成分をそれぞれ除去するためのローパ
スフイルタ４′，５′とからなる従来のスイツチン
グ方式ステレオ復調回路に、第３高調波歪分を除
去するための下記の補正用回路を備えている。こ
の補正用回路はローパスフイルタ４′の出力信号
S4′レベルを1/2にする減衰回路２０と、ローパス
フイルタ５′の出力信号S5′レベルを1/2にする減
衰回路２１と、減衰回路２０の出力信号S20から
減衰回路２１の出力信号S21を減算する減算回路
２２と、減算回路２２の出力信号S22を３乗する
３乗回路２３と、３乗回路２３の出力信号S23の
レベルを調整するレベル調整回路１０と、ローパ
スフイルタ４′の出力信号S4′からレベル調整回路
１０の出力信号S10を減算する減算回路２４と、
ローパスフイルタ５′の出力信号S5′とレベル調整
回路１０の出力信号S10とを加算する加算回路２
５とから構成してある。
（発明の第３実施例における作用）
以上の如く構成した本第３実施例の作用は次の
如くである。
如くである。
副搬送波発生回路２Aから出力される副搬送波
信号Ｓ2AおよびＳ2Bはそれぞれ Ｓ2A＝１＋2cosωcｔ Ｓ2B＝１−2cosωcｔ で表わすことができる。
信号Ｓ2AおよびＳ2Bはそれぞれ Ｓ2A＝１＋2cosωcｔ Ｓ2B＝１−2cosωcｔ で表わすことができる。
乗算回路１８の出力信号S18は
S18＝ＳD×Ｓ2A
＝｛１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）
ｔ kcos（ωc＋3p）ｔ＋kcos（ωc−3p）ｔ｝ ×｛１＋2cosωcｔ｝ ＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）ｔ ＋kcos（ωc＋3p）ｔ ＋kcos（ωc−3p）ｔ＋cospt ＋１／２cos（２ωc＋ｐ）ｔ ＋１／２cos（２ωc−ｐ）ｔ＋2kcos3pt ＋kcos（２ωc＋3p）ｔ ＋kcos（２ωc−3p）ｔ となる。
ｔ kcos（ωc＋3p）ｔ＋kcos（ωc−3p）ｔ｝ ×｛１＋2cosωcｔ｝ ＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）ｔ ＋kcos（ωc＋3p）ｔ ＋kcos（ωc−3p）ｔ＋cospt ＋１／２cos（２ωc＋ｐ）ｔ ＋１／２cos（２ωc−ｐ）ｔ＋2kcos3pt ＋kcos（２ωc＋3p）ｔ ＋kcos（２ωc−3p）ｔ となる。
したがつてローパスフイルタ４′の出力信号
S4′は S4′＝cospt＋2kcos3pt となる。同様にローパスフイルタ５′の出力信号
Ｓs′は S5′＝−cospt−2kcos3pt となる。出力信号S4′およびS5′は従来のスイツチ
ング方式ステレオ復調回路のステレオ復調出力信
号であり、基本波の第３高調波歪分が存在してい
ることはマトリツクス方式ステレオ復調回路の場
合と同様である。
S4′は S4′＝cospt＋2kcos3pt となる。同様にローパスフイルタ５′の出力信号
Ｓs′は S5′＝−cospt−2kcos3pt となる。出力信号S4′およびS5′は従来のスイツチ
ング方式ステレオ復調回路のステレオ復調出力信
号であり、基本波の第３高調波歪分が存在してい
ることはマトリツクス方式ステレオ復調回路の場
合と同様である。
減衰回路２０および２１の出力信号S20および
S21はそれぞれ S20＝１／２cospt＋kcos3pt S21＝−１／２cospt−kcos3pt となる。
S21はそれぞれ S20＝１／２cospt＋kcos3pt S21＝−１／２cospt−kcos3pt となる。
減算回路２２の出力信号S22は
S22＝S20−S21
＝cospt＋2kcos3pt
となる。
３乗回路２３の出力信号S23は
S23＝（S22）3＝（cospt＋2kcos3pt）3
となり、これは第２図および第４図に示した本発
明の第１および第２実施例の場合における乗回路
９の出力信号S9と同一であり、レベル調整回路１
０の出力信号S10も本発明の第１および第２実施
例の場合と同様の省略を行なつて、レベル調整回
路１０の出力信号S10は S10＝ｌ×S23≒lcos3pt となる。
明の第１および第２実施例の場合における乗回路
９の出力信号S9と同一であり、レベル調整回路１
０の出力信号S10も本発明の第１および第２実施
例の場合と同様の省略を行なつて、レベル調整回
路１０の出力信号S10は S10＝ｌ×S23≒lcos3pt となる。
したがつて減算回路２４および加算回路２５の
出力信号S24およびS25はそれぞれ S24＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−ｌ／４）cos3pt S25＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−ｌ／４）cos3pt となる。ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌ
はｌ＝8kに設定してある。したがつて出力信号
S24，S25すなわちステレオ復調信号中に第３高調
波歪分が存在することはなくなり、スイツチング
方式ステレオ復調回路においても同様の効果が得
られる。
出力信号S24およびS25はそれぞれ S24＝（１−３／４ｌ）cospt ＋（2k−ｌ／４）cos3pt S25＝−（１−３／４ｌ）cospt −（2k−ｌ／４）cos3pt となる。ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌ
はｌ＝8kに設定してある。したがつて出力信号
S24，S25すなわちステレオ復調信号中に第３高調
波歪分が存在することはなくなり、スイツチング
方式ステレオ復調回路においても同様の効果が得
られる。
また、第２図および第４図に示した本発明の第
１および第２の実施例との比較説明のために減衰
回路２０および２１を挿入して説明したが、本来
レベル調整回路１０のレベル比設定によつて減衰
回路２０および２１は省略することができる。
１および第２の実施例との比較説明のために減衰
回路２０および２１を挿入して説明したが、本来
レベル調整回路１０のレベル比設定によつて減衰
回路２０および２１は省略することができる。
また、ローパスフイルタ４′および５′はそれぞ
れ減算回路２４および加算回路２５の出力側に設
けても同様に作用する。
れ減算回路２４および加算回路２５の出力側に設
けても同様に作用する。
また定数ｋが負の値をとるときはレベル比ｌを
（−ｌ）にすればよいことも第１実施例の場合と
同様である。
（−ｌ）にすればよいことも第１実施例の場合と
同様である。
また本第３実施例における補正用回路をマトリ
ツクス方式のステレオ復調回路にそのまま適用す
ることができ、この場合においても本第３実施例
の場合と同一の作用、効果を得ることができる。
ツクス方式のステレオ復調回路にそのまま適用す
ることができ、この場合においても本第３実施例
の場合と同一の作用、効果を得ることができる。
また定数ｋは中間周波数のバンドパスフイルタ
に対応して定まるためレベル調整回路１０のレベ
ル比は正または負の何れかに定まるのが通常であ
る。しかし定数ｋの正および負の何れにも対応で
きるように、レベル調整回路１０をたとえば第６
図に示す如く、利得１の非反転増幅器２７および
反転増幅器２８と、非反転増幅器２７の出力と反
転増幅器２８の出力とを合成する可変抵抗器２９
とにより構成して、可変抵抗器２９の摺動子位置
によりレベル比を正，負何れにも調整できるよう
にしてもよい。
に対応して定まるためレベル調整回路１０のレベ
ル比は正または負の何れかに定まるのが通常であ
る。しかし定数ｋの正および負の何れにも対応で
きるように、レベル調整回路１０をたとえば第６
図に示す如く、利得１の非反転増幅器２７および
反転増幅器２８と、非反転増幅器２７の出力と反
転増幅器２８の出力とを合成する可変抵抗器２９
とにより構成して、可変抵抗器２９の摺動子位置
によりレベル比を正，負何れにも調整できるよう
にしてもよい。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明によれば、サブ（Ｌ−
Ｒ）信号で変調されたFMステレオ信号をステレ
オ復調したときの第３高調波歪をなくすことがで
きる。
Ｒ）信号で変調されたFMステレオ信号をステレ
オ復調したときの第３高調波歪をなくすことがで
きる。
第１図は従来のステレオ復調回路のブロツク
図。第２図は本発明の第１実施例の構成を示すブ
ロツク図。第３図は３乗回路の１例を示すブロツ
ク図。第４図は本発明の第２実施例の構成を示す
ブロツク図。第５図は本発明の第３実施例の構成
を示すブロツク図。第６図は本発明の実施例中の
レベル調整回路の一例を示すブロツク図。 １…FMチユーナ、２およびび２A…副搬送波
発生回路、３，１８および１９…乗算回路、４，
５，４′および５′…ローパスフイルタ、６，１３
および２５…加算回路、７，１１，１２，２２お
よび２４…減算回路、９および２３…３乗回路、
１０…レベル調整回路、２０および２１…減衰回
路。
図。第２図は本発明の第１実施例の構成を示すブ
ロツク図。第３図は３乗回路の１例を示すブロツ
ク図。第４図は本発明の第２実施例の構成を示す
ブロツク図。第５図は本発明の第３実施例の構成
を示すブロツク図。第６図は本発明の実施例中の
レベル調整回路の一例を示すブロツク図。 １…FMチユーナ、２およびび２A…副搬送波
発生回路、３，１８および１９…乗算回路、４，
５，４′および５′…ローパスフイルタ、６，１３
および２５…加算回路、７，１１，１２，２２お
よび２４…減算回路、９および２３…３乗回路、
１０…レベル調整回路、２０および２１…減衰回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ サブ信号を３乗する３乗回路と、該３乗回路
の出力レベルを調整するレベル調整回路と、該レ
ベル調整回路の出力により前記サブ信号を補正す
る補正手段とを備えてなることを特徴とするステ
レオ復調回路。 ２ サブ信号を３乗する３乗回路と、該３乗回路
の出力レベルを調整するレベル調整回路と、該レ
ベル調整回路の出力により左側チヤンネル信号お
よび右側チヤンネル信号をそれぞれ各別に補正す
る補正手段とを備えてなることを特徴とするステ
レオ復調回路。 ３ 左側チヤンネル信号と右側チヤンネル信号と
の一方から他方を減算する減算回路と、該減算回
路の出力を３乗する３乗回路と、該３乗回路の出
力レベルを調整するレベル調整回路と、該レベル
調整回路の出力により前記左側チヤンネル信号お
よび前記右側チヤンネル信号をそれぞれ各別に補
正する補正手段とを備えてなることを特徴とする
ステレオ復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2843383A JPS59154832A (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | ステレオ復調回路 |
| US06/576,905 US4550423A (en) | 1983-02-09 | 1984-02-03 | Stereo MPX circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2843383A JPS59154832A (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59154832A JPS59154832A (ja) | 1984-09-03 |
| JPS6252496B2 true JPS6252496B2 (ja) | 1987-11-05 |
Family
ID=12248526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2843383A Granted JPS59154832A (ja) | 1983-02-09 | 1983-02-24 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59154832A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH071167U (ja) * | 1991-08-26 | 1995-01-10 | 行男 佐藤 | スノコ |
-
1983
- 1983-02-24 JP JP2843383A patent/JPS59154832A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH071167U (ja) * | 1991-08-26 | 1995-01-10 | 行男 佐藤 | スノコ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59154832A (ja) | 1984-09-03 |
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