JPS625378B2 - - Google Patents
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- JPS625378B2 JPS625378B2 JP7412379A JP7412379A JPS625378B2 JP S625378 B2 JPS625378 B2 JP S625378B2 JP 7412379 A JP7412379 A JP 7412379A JP 7412379 A JP7412379 A JP 7412379A JP S625378 B2 JPS625378 B2 JP S625378B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- noise
- dpcm
- signal
- input
- Prior art date
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Links
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 18
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 7
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 5
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- GADIKQPUNWAMEB-UHFFFAOYSA-N methyl 4-ethyl-6,7-dimethoxy-9H-pyrido[5,4-b]indole-3-carboxylate Chemical compound N1C2=CC(OC)=C(OC)C=C2C2=C1C=NC(C(=O)OC)=C2CC GADIKQPUNWAMEB-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は音声信号の帯域圧縮のために用いられ
る差動パルス符号変調（Differential Pulse Code
Modulatisr−DPCM）方式の改良に関する。
る差動パルス符号変調（Differential Pulse Code
Modulatisr−DPCM）方式の改良に関する。
音声信号の持つ冗長性に着目して音声信号を圧
縮して伝送あるいは記憶する種々の手法が開発さ
れている。DPCM方式は音声信号にかなり大きな
相関があるためある時刻の音声信号の振幅を過去
の音声信号を用いてかなり良く予測できるという
性質を用いた帯域圧縮方式である。最も簡単な
DMCM方式の例はある時刻の信号振幅を１サン
プル前の信号を用いて予測し実際の信号と予測値
との差を量子化して伝送もしくは記憶するもので
ある。
縮して伝送あるいは記憶する種々の手法が開発さ
れている。DPCM方式は音声信号にかなり大きな
相関があるためある時刻の音声信号の振幅を過去
の音声信号を用いてかなり良く予測できるという
性質を用いた帯域圧縮方式である。最も簡単な
DMCM方式の例はある時刻の信号振幅を１サン
プル前の信号を用いて予測し実際の信号と予測値
との差を量子化して伝送もしくは記憶するもので
ある。
帯域圧縮をさらに効果的に行うためには過去の
１サンプルだけではなく複数個のサンプルを用い
れば良い。又予測の際に用いる重み係数を符号化
しようとする音声信号に最適にあわせると帯域圧
縮の程度がさらに大きくなる。
１サンプルだけではなく複数個のサンプルを用い
れば良い。又予測の際に用いる重み係数を符号化
しようとする音声信号に最適にあわせると帯域圧
縮の程度がさらに大きくなる。
しかしながら音声信号をDPCMにより符号化す
ることにより得られる帯域圧縮の程度は約２ビツ
ト強である。従つて上述の技術を用いても例えば
音声信号を４ビツト量子化のDPCMで符号化する
と、得られるSN比は30dB程度である。この様な
DPCM方式で量子化により発生する雑音（量子化
雑音）はほぼ白色雑音とみても良い。従つて再生
音を聞くと本物の音声信号に「サーツ」という雑
音が重畳している様に聴こえる。この理由は雑音
の高域のスペクトラムが音声のそれよりも強いた
めであると説明されている。この様な雑音の高域
成分を圧縮する方法としてノイズシエイピング法
が用いられる。この方法は1979年２月発行の刊行
物「IEEETRANSACTIONS VOL ASSP−27No.
１ Page 63〜73」の「Adaptive Noise
Spectral Shaping and Entropy Coding in
Predic−tive Coding of Speech」と題する論文
に詳述されているので、ここでは図を用いてノイ
ズシエイピング法について簡単に説明する。
ることにより得られる帯域圧縮の程度は約２ビツ
ト強である。従つて上述の技術を用いても例えば
音声信号を４ビツト量子化のDPCMで符号化する
と、得られるSN比は30dB程度である。この様な
DPCM方式で量子化により発生する雑音（量子化
雑音）はほぼ白色雑音とみても良い。従つて再生
音を聞くと本物の音声信号に「サーツ」という雑
音が重畳している様に聴こえる。この理由は雑音
の高域のスペクトラムが音声のそれよりも強いた
めであると説明されている。この様な雑音の高域
成分を圧縮する方法としてノイズシエイピング法
が用いられる。この方法は1979年２月発行の刊行
物「IEEETRANSACTIONS VOL ASSP−27No.
１ Page 63〜73」の「Adaptive Noise
Spectral Shaping and Entropy Coding in
Predic−tive Coding of Speech」と題する論文
に詳述されているので、ここでは図を用いてノイ
ズシエイピング法について簡単に説明する。
第１図及び第２図はノイズシエイピング法を用
いた従来のDPCM符号化装置を示すブロツク図で
ある。第１図はDPCM符号化装置であり符号化す
べき音声信号Ｘjは端子１から入力され、第１の
減算器１０で量子化雑音を含んだ予測値が差し引
かれ量子化器２０で量子化される。量子化された
信号ｅ＾jは端子２からDPCM復号装置へ出力され
ると共に予測器３０に入力される。第１の加算器
３２は量子化された信号ｅ＾jと予測値Ｘ＾jとを加え
た信号Ｘ＾jを第１のフイルタ３１に供給する。量
子化器２０がない場合は信号Ｘ〓jと入力信号Ｘjは
一致する。予測値Ｘ＾jの計算は次式による。
いた従来のDPCM符号化装置を示すブロツク図で
ある。第１図はDPCM符号化装置であり符号化す
べき音声信号Ｘjは端子１から入力され、第１の
減算器１０で量子化雑音を含んだ予測値が差し引
かれ量子化器２０で量子化される。量子化された
信号ｅ＾jは端子２からDPCM復号装置へ出力され
ると共に予測器３０に入力される。第１の加算器
３２は量子化された信号ｅ＾jと予測値Ｘ＾jとを加え
た信号Ｘ＾jを第１のフイルタ３１に供給する。量
子化器２０がない場合は信号Ｘ〓jと入力信号Ｘjは
一致する。予測値Ｘ＾jの計算は次式による。
Ｘ＾j＝ａ1Ｘ〓j-1＋a2Ｘ〓j-2＋……＋ａNＸ〓j-N…(1
) ここでa1、a2……ａNは重み係数でありＮは重
み係数の個数である。この様なフイルタはトラン
スバーサルフイルタと呼ばれる。上記重み係数は
あらかじめ固定の値に設定されている場合もあ
り、又音声信号の性質に応じて適応的に時々刻々
修正されることもある。この適応技術も前述の文
献を参照できるので説明を省略する。量子化器２
０の入力ｅjと出力ｅ＾jは第２の減算器５０に入力
される。第２の減算器５０の出力−ｎjは量子化
器２０で発生した雑音成分と等しい。信号−ｎj
は第２のフイルタ７０を経て第２の加算器６０に
加えられる。
) ここでa1、a2……ａNは重み係数でありＮは重
み係数の個数である。この様なフイルタはトラン
スバーサルフイルタと呼ばれる。上記重み係数は
あらかじめ固定の値に設定されている場合もあ
り、又音声信号の性質に応じて適応的に時々刻々
修正されることもある。この適応技術も前述の文
献を参照できるので説明を省略する。量子化器２
０の入力ｅjと出力ｅ＾jは第２の減算器５０に入力
される。第２の減算器５０の出力−ｎjは量子化
器２０で発生した雑音成分と等しい。信号−ｎj
は第２のフイルタ７０を経て第２の加算器６０に
加えられる。
次にDPCM復号化装置は第２図に示す様に第３
の加算器３２′と第３のフイルタ３１′とで構成さ
れている。これらはDPCM符号化装置の第１の加
算器３２と第１のフイルタ３１と全く同じもので
ある。伝送路に誤りがない限り第３の加算器３
２′の出力Ｘ〓′jはDPCM符号化装置のＸ〓jと一致す
る。以上述べたDPCM方式において再生信号たる
Ｘ〓′j（伝送エラーのないときはＸ〓jと一致）と量
子化雑音ｎjとの関係は次式で示される。
の加算器３２′と第３のフイルタ３１′とで構成さ
れている。これらはDPCM符号化装置の第１の加
算器３２と第１のフイルタ３１と全く同じもので
ある。伝送路に誤りがない限り第３の加算器３
２′の出力Ｘ〓′jはDPCM符号化装置のＸ〓jと一致す
る。以上述べたDPCM方式において再生信号たる
Ｘ〓′j（伝送エラーのないときはＸ〓jと一致）と量
子化雑音ｎjとの関係は次式で示される。
Ｘ〓′j＝Ｘj＋（１＋Ｂ）ｎj ……………(2)
ここでＢは第２のフイルタ７０の伝達特性であ
る。今第１のフイルタ３１の伝達特性をＡとす
る。第２のフイルタ７０の伝達特性Ｂを予測器７
０と全く等しい伝達特性にするためには Ｂ＝Ａ／（１−Ａ） …………(3) とすれば良い。(3)式を(2)式に代入すると Ｘ〓′j＝Ｘj＋（１／（１−Ａ））ｎj
…………(4) となる。もし第１のフイルタ３１が音声に最適な
フイルタとなつているとすれば１／（１−Ａ）は
音声のパワースペクトルの近似となつているた
め、(4)式から量子化雑音ｎjが音声と同じスペク
トラムとなることがわかる。上述の様にしてノイ
ズシエイピング法により量子化雑音による「サー
ツ」といろいろ耳障りな音は消える。
る。今第１のフイルタ３１の伝達特性をＡとす
る。第２のフイルタ７０の伝達特性Ｂを予測器７
０と全く等しい伝達特性にするためには Ｂ＝Ａ／（１−Ａ） …………(3) とすれば良い。(3)式を(2)式に代入すると Ｘ〓′j＝Ｘj＋（１／（１−Ａ））ｎj
…………(4) となる。もし第１のフイルタ３１が音声に最適な
フイルタとなつているとすれば１／（１−Ａ）は
音声のパワースペクトルの近似となつているた
め、(4)式から量子化雑音ｎjが音声と同じスペク
トラムとなることがわかる。上述の様にしてノイ
ズシエイピング法により量子化雑音による「サー
ツ」といろいろ耳障りな音は消える。
しかしながら第２のフイルタ７０を(3)式に示す
様な極形モデルとすると低域が強調されすぎるた
め「ゴロゴロ」という様な低域の雑音が耳につく
様になる。従つて第２のフイルタ７０を零形モデ
ル（トランスバーサルフイルタ）で実現すべきで
あることが前述の文献で指摘されている。つまり
第２のフイルタ７０は入力信号ｎjに対し b1nj-1＋b2nj-2＋……＋ｂMｎj―M ………(5) なる演算を行なわねばならない。第１のフイルタ
３１の重み係数a1、a2……ａNから第２のフイル
タ７０の係数b1、b2……ｂMに変換する方法は前
述の文献に示されている様に極めて複雑である。
第１のフイルタ３１の重み係数があらかじめ固定
される場合には第２のフイルタ７０の係数をも同
時に求めておけば良い。しかし第１のフイルタ３
１の重み係数を音声に応じて変化させる場合には
変換のための演算量が非常に多くなる。
様な極形モデルとすると低域が強調されすぎるた
め「ゴロゴロ」という様な低域の雑音が耳につく
様になる。従つて第２のフイルタ７０を零形モデ
ル（トランスバーサルフイルタ）で実現すべきで
あることが前述の文献で指摘されている。つまり
第２のフイルタ７０は入力信号ｎjに対し b1nj-1＋b2nj-2＋……＋ｂMｎj―M ………(5) なる演算を行なわねばならない。第１のフイルタ
３１の重み係数a1、a2……ａNから第２のフイル
タ７０の係数b1、b2……ｂMに変換する方法は前
述の文献に示されている様に極めて複雑である。
第１のフイルタ３１の重み係数があらかじめ固定
される場合には第２のフイルタ７０の係数をも同
時に求めておけば良い。しかし第１のフイルタ３
１の重み係数を音声に応じて変化させる場合には
変換のための演算量が非常に多くなる。
本発明の目的は再生音における量子化雑音の影
響が聴覚的に極めて小さく、又装置規模の小さい
DPCM符号化装置の提供にある。
響が聴覚的に極めて小さく、又装置規模の小さい
DPCM符号化装置の提供にある。
次に本発明について図面を用いて詳細に説明す
る。
る。
第３図は本発明によるDPCM符号化装置の一実
施例を示すブロツク図である。本実施例において
は第１図の予測器３０は第４のフイルタ１３０で
構成されている。第４のフイルタ１３０はトラン
スバーサルフイルタ（零形モデル）であり内部で
の演算は次式の様に表わされる。
施例を示すブロツク図である。本実施例において
は第１図の予測器３０は第４のフイルタ１３０で
構成されている。第４のフイルタ１３０はトラン
スバーサルフイルタ（零形モデル）であり内部で
の演算は次式の様に表わされる。
Ｘ＾j＝a1ｅ＾j-1＋a2ｅ＾j-2＋……＋ａNｅ＾j―N
…………(6) ここで係数a1、a2……ａNはあらかじめ定めら
れた値を用いても良いし、入力信号に最適な特性
を持つ様に変化させても良い。本実施例の様にト
ランスバーサルフイルタで予測する方法を用いた
場合の最大の利点は受信側における安定性が保証
されるということにある。従来の実施例において
復号器は第２図に示す様にリカーシブフイルタで
構成されている。従つて第１のフイルタ３１と第
３のフイルタ３１′が適応動作する場合には伝送
路に誤りが発生すると第１のフイルタ３１と第３
のフイルタ３１′との特性に差が生じ復号器が不
安定になるおそれがある。一方本実施例の様に予
測器をトランスバーサルフイルタで構成すると、
後述の様に復号器はリカーシブフイルタではなく
トランスバーサルフイルタとなるためたとえ伝送
路に誤りがあつたとしても不安定になることはな
い。(6)式の係数の修正は ａi＝ａi・（１−δ）＋ｇ・ｅ＾j・ｅj-i …………(7) ａi＝ａi（１−δ） ＋ｇ・１（ｅ＾j）・２（ｅ＾j-i） ………(8) で行なわれる。ここでｇ、δは１より十分小さな
正の数、１、２は任意の単調増加の非線形関
数である。この様に係数a1、a2……ａNを音声の
性質に応じて変化させる方法は特願昭53−123255
号明細書を参照することができるのでここでは動
作原理の詳細な説明は省略し、第３図に従つて簡
単に説明する。第１図の従来実施例と同様に量子
化された信号ｅ＾jは第４のフイルタ１３０におい
て(6)式に示す様に処理される。第４のフイルタ１
３０の出力Ｘ＾jは第２のフイルタ７０の出力と加
え合わされて第１の減算器１０に入力される。ノ
イズシエイピングのための第２のフイルタ７０の
係数は第４のフイルタ１３０の係数と同じとす
る。
…………(6) ここで係数a1、a2……ａNはあらかじめ定めら
れた値を用いても良いし、入力信号に最適な特性
を持つ様に変化させても良い。本実施例の様にト
ランスバーサルフイルタで予測する方法を用いた
場合の最大の利点は受信側における安定性が保証
されるということにある。従来の実施例において
復号器は第２図に示す様にリカーシブフイルタで
構成されている。従つて第１のフイルタ３１と第
３のフイルタ３１′が適応動作する場合には伝送
路に誤りが発生すると第１のフイルタ３１と第３
のフイルタ３１′との特性に差が生じ復号器が不
安定になるおそれがある。一方本実施例の様に予
測器をトランスバーサルフイルタで構成すると、
後述の様に復号器はリカーシブフイルタではなく
トランスバーサルフイルタとなるためたとえ伝送
路に誤りがあつたとしても不安定になることはな
い。(6)式の係数の修正は ａi＝ａi・（１−δ）＋ｇ・ｅ＾j・ｅj-i …………(7) ａi＝ａi（１−δ） ＋ｇ・１（ｅ＾j）・２（ｅ＾j-i） ………(8) で行なわれる。ここでｇ、δは１より十分小さな
正の数、１、２は任意の単調増加の非線形関
数である。この様に係数a1、a2……ａNを音声の
性質に応じて変化させる方法は特願昭53−123255
号明細書を参照することができるのでここでは動
作原理の詳細な説明は省略し、第３図に従つて簡
単に説明する。第１図の従来実施例と同様に量子
化された信号ｅ＾jは第４のフイルタ１３０におい
て(6)式に示す様に処理される。第４のフイルタ１
３０の出力Ｘ＾jは第２のフイルタ７０の出力と加
え合わされて第１の減算器１０に入力される。ノ
イズシエイピングのための第２のフイルタ７０の
係数は第４のフイルタ１３０の係数と同じとす
る。
第４図は本発明によるDPCM復号化装置の一実
施例を示すブロツクである。DPCM符号化装置か
ら出力された信号は端子３から入力され第５のフ
イルタ１３０と第４の加算器８０に入力される。
第５のフイルタ１３０′は第４のフイルタ１３と
まつたく同じ特性である。従つて復号器における
第５のフイルタ１３０′の出力Ｘ＾′jは第４のフイ
ルタ１３０の出力Ｘ＾jと一致する。第４のフイル
タ１３０、第５のフイルタ１３０と第２のフイル
タ７０の伝達関数をＡとすると第３図から次式の
成り立つことがわかる。
施例を示すブロツクである。DPCM符号化装置か
ら出力された信号は端子３から入力され第５のフ
イルタ１３０と第４の加算器８０に入力される。
第５のフイルタ１３０′は第４のフイルタ１３と
まつたく同じ特性である。従つて復号器における
第５のフイルタ１３０′の出力Ｘ＾′jは第４のフイ
ルタ１３０の出力Ｘ＾jと一致する。第４のフイル
タ１３０、第５のフイルタ１３０と第２のフイル
タ７０の伝達関数をＡとすると第３図から次式の
成り立つことがわかる。
−ｎj＝ｅj−ｅ＾j …………(9)
ｅj＝Ｘj−A′ｅ＾j＋A′nj …………(10)
(9)式と(10)式から
ｅ＾j＋A′ｅ＾j＝Ｘj＋ｎj＋A′nj ………(11)
が得られる。従つて復号器の再成信号Ｘjは
Ｘ〓′j＝Ｘ＾′j＋ｅ＾j＝Ｘj＋（１＋A′）ｎj………
(12) の様に現わされる。第４のフイルタ１３０が音声
信号に応じて最適な変化をしているとすれば（１
＋Ａ）は音声信号のパワースペクトルに良く近似
している。従つて再生信号Ｘ〓′jに含まれる量子化
雑音は音声信号のスペクトルに似ている。そのた
め「サーツ」という高域の雑音は非常に小さくな
る。第２のフイルタ７０が零形フイルタとなつて
いるため低域での余剰ゲインもないので低周波雑
音も少なく極めて高品質の音となる。本実施例に
おいて第２のフイルタ７０の係数は第４のフイル
タ１３０の係数と同じであるため変換のための演
算はまつたく不要であり、DPCM装置全体として
の演算量の増加は少ない。
(12) の様に現わされる。第４のフイルタ１３０が音声
信号に応じて最適な変化をしているとすれば（１
＋Ａ）は音声信号のパワースペクトルに良く近似
している。従つて再生信号Ｘ〓′jに含まれる量子化
雑音は音声信号のスペクトルに似ている。そのた
め「サーツ」という高域の雑音は非常に小さくな
る。第２のフイルタ７０が零形フイルタとなつて
いるため低域での余剰ゲインもないので低周波雑
音も少なく極めて高品質の音となる。本実施例に
おいて第２のフイルタ７０の係数は第４のフイル
タ１３０の係数と同じであるため変換のための演
算はまつたく不要であり、DPCM装置全体として
の演算量の増加は少ない。
以上述べた如く本発明によれば量子化による高
周波雑音が少なく、聞き苦しい低域雑音もなくか
つ装置規模の小さいDPCM符号化装置が得られ
る。
周波雑音が少なく、聞き苦しい低域雑音もなくか
つ装置規模の小さいDPCM符号化装置が得られ
る。
第１図は従来のDPCM符号化装置の一実施例を
示すブロツク図、第２図は従来のDPCM復号化装
置の一実施例を示すブロツク図、第３図は本発明
によるDPCM符号化装置の一実施例を示すブロツ
ク図、第４図は本発明によるDPCM復号化装置の
一実施例を示すブロツク図である。 図において、１は入力端子、２は出力端子、３
は入力端子、４は出力端子、１０は第１の減算
器、２０は量子化器、５０は第２の減算器、６０
は第２の加算器、７０は第２のフイルタ、８０は
第４の加算器、１３０は第４のフイルタ、１３
０′は第５のフイルタである。
示すブロツク図、第２図は従来のDPCM復号化装
置の一実施例を示すブロツク図、第３図は本発明
によるDPCM符号化装置の一実施例を示すブロツ
ク図、第４図は本発明によるDPCM復号化装置の
一実施例を示すブロツク図である。 図において、１は入力端子、２は出力端子、３
は入力端子、４は出力端子、１０は第１の減算
器、２０は量子化器、５０は第２の減算器、６０
は第２の加算器、７０は第２のフイルタ、８０は
第４の加算器、１３０は第４のフイルタ、１３
０′は第５のフイルタである。
Claims (1)
- １ 入力信号と予測値の差を量子化して出力し、
特性が適応的に変化する第１のトランスバーサル
フイルタに前記量子化された信号を入力し、前記
量子化の前と後の信号の差をとり前記第１のトラ
ンスバーサルフイルタと同じ特性を持つ第２のト
ランスバーサル形フイルタに加え、前記第１のト
ランスバーサルフイルタと前記第２のトランスバ
ーサルフイルタの両方の出力の和をとり前記予測
値とすることを特徴とするDPCM符号化装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7412379A JPS55166338A (en) | 1979-06-12 | 1979-06-12 | Pcm coding device |
| US06/156,990 US4354273A (en) | 1979-06-12 | 1980-06-09 | ADPCM System for speech or like signals |
| CA000353752A CA1149289A (en) | 1979-06-12 | 1980-06-11 | Adpcm system for speech or like signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7412379A JPS55166338A (en) | 1979-06-12 | 1979-06-12 | Pcm coding device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55166338A JPS55166338A (en) | 1980-12-25 |
| JPS625378B2 true JPS625378B2 (ja) | 1987-02-04 |
Family
ID=13538105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7412379A Granted JPS55166338A (en) | 1979-06-12 | 1979-06-12 | Pcm coding device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55166338A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3239841A1 (de) * | 1982-10-27 | 1984-05-03 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schneller dpcm-codierer |
-
1979
- 1979-06-12 JP JP7412379A patent/JPS55166338A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55166338A (en) | 1980-12-25 |
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