JPH051657B2 - - Google Patents
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- JPH051657B2 JPH051657B2 JP59147750A JP14775084A JPH051657B2 JP H051657 B2 JPH051657 B2 JP H051657B2 JP 59147750 A JP59147750 A JP 59147750A JP 14775084 A JP14775084 A JP 14775084A JP H051657 B2 JPH051657 B2 JP H051657B2
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- predicted value
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- Prior art date
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 10
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は差分パルス符号変調システム
（DPCM）に関し、詳細には適応的予測係数を有
する適応型差動パルス符号変調システム用送信器
に関するものである。
（DPCM）に関し、詳細には適応的予測係数を有
する適応型差動パルス符号変調システム用送信器
に関するものである。
本発明は1982年２月23日に発行されたTakashi
Arasekiの米国特許第4317208号に開示された適
応型差動パルス符号変調システム（ADPCM）に
用いられている送信器と同様な適応型差動パルス
符号変調システム用送信器に関するものである。
一般的にこのようなシステムは減算器が信号標本
値と１又はそれ以上前の標本値から得た予測信号
との間の差分を発生する送信器を含んでいる。こ
の差分信号は量子化されて、伝送される。受信器
は受信した差分信号又は残留信号から原信号を再
生する逆量子化器と予測器とを含んでいる。通常
量子化器は入力差分信号の振幅に従つて、ステツ
プサイズ、又は伝達関数の傾きを変化させるよう
に適応する。これは量子化器のダイナミツクレン
ジをうまく利用し、低振幅信号に対する応答を改
善する。
Arasekiの米国特許第4317208号に開示された適
応型差動パルス符号変調システム（ADPCM）に
用いられている送信器と同様な適応型差動パルス
符号変調システム用送信器に関するものである。
一般的にこのようなシステムは減算器が信号標本
値と１又はそれ以上前の標本値から得た予測信号
との間の差分を発生する送信器を含んでいる。こ
の差分信号は量子化されて、伝送される。受信器
は受信した差分信号又は残留信号から原信号を再
生する逆量子化器と予測器とを含んでいる。通常
量子化器は入力差分信号の振幅に従つて、ステツ
プサイズ、又は伝達関数の傾きを変化させるよう
に適応する。これは量子化器のダイナミツクレン
ジをうまく利用し、低振幅信号に対する応答を改
善する。
更に、各予測器は適応的に動作し、即ちその係
数が時間と共に変化して、予測されるべき信号の
変化によく追従する。そして異なる型式の信号、
例えば音声、音声帯域データの性能を最適化す
る。予測器の伝達関数は時間変化する入力信号に
対して、理想的には差分信号又は残留信号のエネ
ルギーが常に最小になるように適応する。
数が時間と共に変化して、予測されるべき信号の
変化によく追従する。そして異なる型式の信号、
例えば音声、音声帯域データの性能を最適化す
る。予測器の伝達関数は時間変化する入力信号に
対して、理想的には差分信号又は残留信号のエネ
ルギーが常に最小になるように適応する。
「ポール基準」（pole−based）として知られ
ている１つの型式の予測器はフイードバツクルー
プを使用しており、そして次式によつてその係数
を得る。
ている１つの型式の予測器はフイードバツクルー
プを使用しており、そして次式によつてその係数
を得る。
（Ai）j+1＝（Ai）j
＋ｇ・F1（X′j-1）・F2（E^j） ……(1)
この場合ｇは小さい正の値、そしてF1及びF2
は非減少関数である。
は非減少関数である。
米国特許第4317208号に論述されたシステムで
は受信器の係数は伝送エラーが生じた場合には、
送信器の係数と異なる。これは受信器における予
測係数は受信差分信号から得られるからである。
この信号に含まれるエラーのために受信器の予測
係数は送信器の係数と異なるようになる。送信器
と受信器の予測係数の差即ちミストラツキングは
エラーがなくなつた後にも残留する。
は受信器の係数は伝送エラーが生じた場合には、
送信器の係数と異なる。これは受信器における予
測係数は受信差分信号から得られるからである。
この信号に含まれるエラーのために受信器の予測
係数は送信器の係数と異なるようになる。送信器
と受信器の予測係数の差即ちミストラツキングは
エラーがなくなつた後にも残留する。
次式により予測係数Aiを得ることによつてこの
問題を軽減することが提案されてきた。
問題を軽減することが提案されてきた。
（Ai）j+1＝（Ai）j（１−δ）
＋ｇ・F1（X′j-1）F2（E^j） ……(2)
この場合ｉ＝１〜ｎの整数、
δは１よりも非常に小さい正の値、
ｇは固有の正の定数、
E^jは入力信号と予測信号との間の差分、
F1及びF2は非減少関数である。
（１−δ）を含む項は受信器の予測係数値をδ
によつて決定されたレートで送信器予測器の係数
値へ徐々に収束させる。
によつて決定されたレートで送信器予測器の係数
値へ徐々に収束させる。
それでも、差分信号E^jと前の復元信号X′j-iの双
方を使用して予測係数を得る予測器内のフイード
バツクループのために受信器の不安定や振動がな
お生ずることがある。予測器係数が規定された範
囲内にあることを保証するため通常安定度チエツ
ク法が使用されている。このような安定度チエツ
ク法の欠点はポール数（係数）が増加するに従つ
て複雑さが増加することである。
方を使用して予測係数を得る予測器内のフイード
バツクループのために受信器の不安定や振動がな
お生ずることがある。予測器係数が規定された範
囲内にあることを保証するため通常安定度チエツ
ク法が使用されている。このような安定度チエツ
ク法の欠点はポール数（係数）が増加するに従つ
て複雑さが増加することである。
米国特許4317208号において、Arasekiは、フ
イードバツクループを有していない零基準予測器
を使用することによつて安定度の問題を克服する
ことを提案している。しかしながら、このような
零基準予測器は安定であるが、ポール基準予測器
よりも通話信号等に対して予測利得が小さいとい
う不利益がある。各々の利点を得るため、
Arasekiによつて示唆されているように、ポール
基準予測器と零基準予測器の双方を使用すること
は可能である。しかし、零基準予測器と組合わさ
れようと、組合わされまいと、ポール基準予測器
は入力信号が同じ振幅で異なる周波数の２つの音
声を含んでいればミストラツキングを受け易いと
いうことが判明した。
イードバツクループを有していない零基準予測器
を使用することによつて安定度の問題を克服する
ことを提案している。しかしながら、このような
零基準予測器は安定であるが、ポール基準予測器
よりも通話信号等に対して予測利得が小さいとい
う不利益がある。各々の利点を得るため、
Arasekiによつて示唆されているように、ポール
基準予測器と零基準予測器の双方を使用すること
は可能である。しかし、零基準予測器と組合わさ
れようと、組合わされまいと、ポール基準予測器
は入力信号が同じ振幅で異なる周波数の２つの音
声を含んでいればミストラツキングを受け易いと
いうことが判明した。
この特種な問題は電話網における２重音声多重
周波数（DTMF）信号に使用される音声におい
て生ずるが、また約300Hz以上異なる音声を使用
するモデムによつてもこの問題が生ずる。このよ
うな信号では予測器出力信号によつてフイードバ
ツクループを経て駆動される予測器適応は複数の
安定状態を有することがある。従つて、一旦伝送
エラーによつてミストラツキングが生ずると、受
信器は送信器の予測係数値と異なる予測係数値に
安定する。送信器の伝達関数の逆関数である伝達
関数はひずんだ周波数応答を有するので、一方の
音声が減衰され、他方の音声が増幅され、その結
果差が非常に大きくなる。
周波数（DTMF）信号に使用される音声におい
て生ずるが、また約300Hz以上異なる音声を使用
するモデムによつてもこの問題が生ずる。このよ
うな信号では予測器出力信号によつてフイードバ
ツクループを経て駆動される予測器適応は複数の
安定状態を有することがある。従つて、一旦伝送
エラーによつてミストラツキングが生ずると、受
信器は送信器の予測係数値と異なる予測係数値に
安定する。送信器の伝達関数の逆関数である伝達
関数はひずんだ周波数応答を有するので、一方の
音声が減衰され、他方の音声が増幅され、その結
果差が非常に大きくなる。
以下図面を用いて詳細に説明する。
第１図は、適応予測を有する従来の適応差分パ
ルス符号変調システム（ADPCM）の送信器１０
と受信器１２を示す図である。送信されるべきデ
イジタル信号は送信器１０の入力端子１４へ印加
される。ある時点即ちサンプル周期ｊにおいて印
加された入力デイジタル信号Xjと表される。減
算器１６は入力信号Xjからポール基準予測器１
８の出力X^jを減算して得られた差分信号Ejを量
子化器２０に与える。差分信号Ejは量子化器２０
によつて量子化されて受信器１２へ伝送するため
に送信器出力端子２２に出力信号Njを提供する。
ルス符号変調システム（ADPCM）の送信器１０
と受信器１２を示す図である。送信されるべきデ
イジタル信号は送信器１０の入力端子１４へ印加
される。ある時点即ちサンプル周期ｊにおいて印
加された入力デイジタル信号Xjと表される。減
算器１６は入力信号Xjからポール基準予測器１
８の出力X^jを減算して得られた差分信号Ejを量
子化器２０に与える。差分信号Ejは量子化器２０
によつて量子化されて受信器１２へ伝送するため
に送信器出力端子２２に出力信号Njを提供する。
一般的に量子化器２０に適応的であり、そのス
テツプサイズ即ち伝送関数が入力信号の振幅によ
つて変化する。このような量子化器２０は公知で
あり、従つて本願では詳細には説明しない。量子
化器としては適応型量子化器が好ましいが、その
代わりに固定型量子化器も使用できる。
テツプサイズ即ち伝送関数が入力信号の振幅によ
つて変化する。このような量子化器２０は公知で
あり、従つて本願では詳細には説明しない。量子
化器としては適応型量子化器が好ましいが、その
代わりに固定型量子化器も使用できる。
信号Njは差分信号E^jを再生する逆量子化器２
４に印加される。当然、逆量子化器２４の特性は
量子化器２０の特性と適合しなければならない。
従つて量子化器２０が適応的であれば、逆量子化
器２４も適応的である。
４に印加される。当然、逆量子化器２４の特性は
量子化器２０の特性と適合しなければならない。
従つて量子化器２０が適応的であれば、逆量子化
器２４も適応的である。
加算器２６は予測器出力信号即ち予測値X^jと
再生された差分信号E^jとを加算して予測器１８の
入力に再生された入力信号X′jを与える。ポール
基準予測器１８は予測器出力X^jを加算器２６へ
印加するフイードバツクループ２８を有してい
る。予測器１８は下式によつて過去の入力信号値
を用いて信号X^jを出す： X^j＝A1X′j-1＋A2X′j-2…… ＋AoX′j-1 ……(3) この場合A1……Aoは予測係数である。
再生された差分信号E^jとを加算して予測器１８の
入力に再生された入力信号X′jを与える。ポール
基準予測器１８は予測器出力X^jを加算器２６へ
印加するフイードバツクループ２８を有してい
る。予測器１８は下式によつて過去の入力信号値
を用いて信号X^jを出す： X^j＝A1X′j-1＋A2X′j-2…… ＋AoX′j-1 ……(3) この場合A1……Aoは予測係数である。
予測係数は破線３２、矢印３０によつて示され
るように、再生された差分信号E^jによつて、適応
的に補正される。また破線３４、矢印３０によつ
て示されるように、予め再生された入力信号X′j
によつても、適応的に補正される。
るように、再生された差分信号E^jによつて、適応
的に補正される。また破線３４、矢印３０によつ
て示されるように、予め再生された入力信号X′j
によつても、適応的に補正される。
更に詳細には、係数（A1）jは次式によつて適応
的に補正される。
的に補正される。
（A1）j+1＝（A1）j（１−δ1）
ｇ・F1（X′j-1）F2（E^j）……(4) この場合、ｇは正の非常に小さな値であり、
F1及びF2は非減少関数である。
ｇ・F1（X′j-1）F2（E^j）……(4) この場合、ｇは正の非常に小さな値であり、
F1及びF2は非減少関数である。
受信器１２は、それぞれ送信器１０中の逆量子
化器２４及び予測器１８に対応する逆量子化器１
２４及びポール基準予測器１１８を具備してい
る。受信器の逆量子化器１２４は送信器１０から
のNjを受信し、再生された差分信号E^jを生ずる。
加算器１２６が予測器１１８からの出力信号X^j
と差分信号E^jとを合計して受信器１２の出力端子
１２２に復元された入力信号X″jを生ずる。この
信号X″jは予測器１１８に入力される。
化器２４及び予測器１８に対応する逆量子化器１
２４及びポール基準予測器１１８を具備してい
る。受信器の逆量子化器１２４は送信器１０から
のNjを受信し、再生された差分信号E^jを生ずる。
加算器１２６が予測器１１８からの出力信号X^j
と差分信号E^jとを合計して受信器１２の出力端子
１２２に復元された入力信号X″jを生ずる。この
信号X″jは予測器１１８に入力される。
受信器予測器１１８の係数は対応する破線１３
２及び１３４によつて示されているように送信器
の予測係数と同様の方式で適応的に補正される。
２及び１３４によつて示されているように送信器
の予測係数と同様の方式で適応的に補正される。
受信器１２は送信器１０と逆の方法で動作し、
いかなる瞬間においても、予測器１８及び１１８
の予測係数が同一である限り、原信号を忠実に復
元する。従つて受信器及び送信器は「トラツキン
グ」と呼ばれる。しかしながら、前述したよう
に、実際には送信器と受信器との間の伝送におい
て伝送エラーが生ずる。これ等の伝送エラーは予
測器１８と１１８の予測係数間の差によつて生
じ、伝送エラーが生じた場合は受信器出力はもは
や忠実に原信号を再生しない。多くの場合に、一
度誤差が消滅すると、受信器における係数は送信
器における係数と再整合する。
いかなる瞬間においても、予測器１８及び１１８
の予測係数が同一である限り、原信号を忠実に復
元する。従つて受信器及び送信器は「トラツキン
グ」と呼ばれる。しかしながら、前述したよう
に、実際には送信器と受信器との間の伝送におい
て伝送エラーが生ずる。これ等の伝送エラーは予
測器１８と１１８の予測係数間の差によつて生
じ、伝送エラーが生じた場合は受信器出力はもは
や忠実に原信号を再生しない。多くの場合に、一
度誤差が消滅すると、受信器における係数は送信
器における係数と再整合する。
これを達成するメカニズムは、エラーが収束す
るように予測器及び漏洩係数（１−δ）の範囲を
制限する安定度をチエツクすることである。これ
等のメカニズムが適切な予測器性能を保証して適
用される範囲には限界がある。
るように予測器及び漏洩係数（１−δ）の範囲を
制限する安定度をチエツクすることである。これ
等のメカニズムが適切な予測器性能を保証して適
用される範囲には限界がある。
従来の適応差分パルス符号変調システムにおい
ては、入力信号は異なる周波数の２つの音声を含
むとき「ミストラツキング」を生ずることが判明
した。「ミストラツキング」は伝送エラーが消滅
して、送信器及び受信器における予測係数が安定
はしているが、送信器及び受信器における予測係
数が同一でないときに生ずる状態である。その結
果として一方の音声は増幅し、他方の音声は減衰
される。
ては、入力信号は異なる周波数の２つの音声を含
むとき「ミストラツキング」を生ずることが判明
した。「ミストラツキング」は伝送エラーが消滅
して、送信器及び受信器における予測係数が安定
はしているが、送信器及び受信器における予測係
数が同一でないときに生ずる状態である。その結
果として一方の音声は増幅し、他方の音声は減衰
される。
本発明の適応差分パルス符号変調システム用送
信器は、２つの周波数成分を持つ入力信号Xjと
予測値X^jとの間の差分信号Ejを得るための減算
器と、信号Njを得るため前記減算器からの差分
信号E^jを量子化するための量子化器と、信号Nj
から差分信号E^jを再生するための量子化器と；前
記差分信号E^jと予測値X^jとを加算するための加
算手段と；前記加算手段の出力を入力し、可変予
測係数を有し、前記予測値X^jを発生するための
予測手段と；前記予測値を前記加算手段へ印加す
るためのフイードバツクループとを備え、各予測
係が、差分信号、すなわち残留信号E^jの過去の予
測係数に依存し、予測器手段からの出力から独立
した非線形関数として得られる。
信器は、２つの周波数成分を持つ入力信号Xjと
予測値X^jとの間の差分信号Ejを得るための減算
器と、信号Njを得るため前記減算器からの差分
信号E^jを量子化するための量子化器と、信号Nj
から差分信号E^jを再生するための量子化器と；前
記差分信号E^jと予測値X^jとを加算するための加
算手段と；前記加算手段の出力を入力し、可変予
測係数を有し、前記予測値X^jを発生するための
予測手段と；前記予測値を前記加算手段へ印加す
るためのフイードバツクループとを備え、各予測
係が、差分信号、すなわち残留信号E^jの過去の予
測係数に依存し、予測器手段からの出力から独立
した非線形関数として得られる。
本発明は、単独て使用されるか又はフイードバ
ツクを用いない追加の予測器と共に使用されるこ
とができる。このような追加の予測器が供給され
るとき、ポール基準予測器のための予測係数を差
分信号からのみならず、零基準予測器の出力か
ら、即ち部分的に再生された入力信号から得るこ
とが好ましい。
ツクを用いない追加の予測器と共に使用されるこ
とができる。このような追加の予測器が供給され
るとき、ポール基準予測器のための予測係数を差
分信号からのみならず、零基準予測器の出力か
ら、即ち部分的に再生された入力信号から得るこ
とが好ましい。
本発明の一実施例においては、再生された入力
信号X′jを予測係数の調整に使用しないようにし
てこの問題を克服している。
信号X′jを予測係数の調整に使用しないようにし
てこの問題を克服している。
第２図は本発明の第１の実施例を示す図であ
る。第２図において、送信器１０Ａ及び受信器１
２Ａの構成部品は第１図に例示されたものと同一
であり、説明を容易にするために対応する部品は
同一の参照番号によつて表わされる。しかしなが
ら、第２図では第１図の破線３４及び１３４に対
応する破線がないことに注目すべきである。これ
は予測係数がもはや再生された入力信号X′jに依
存しないからである。
る。第２図において、送信器１０Ａ及び受信器１
２Ａの構成部品は第１図に例示されたものと同一
であり、説明を容易にするために対応する部品は
同一の参照番号によつて表わされる。しかしなが
ら、第２図では第１図の破線３４及び１３４に対
応する破線がないことに注目すべきである。これ
は予測係数がもはや再生された入力信号X′jに依
存しないからである。
第２図に示された本発明の第１の実施例におい
て、予測係数は次の一般式によつて得られる。
て、予測係数は次の一般式によつて得られる。
（Ai）j+1＝（Ai）j（１−δ）＋ｇ・Fi｛E^j、E
^j-1、……、E^j-o、（A1）j……（Ai-1）j｝……(5) この場合ｉは１からｎまでの数であり、その数
が大きい程（A1）はより先の時間の予測係数に
対応する。
^j-1、……、E^j-o、（A1）j……（Ai-1）j｝……(5) この場合ｉは１からｎまでの数であり、その数
が大きい程（A1）はより先の時間の予測係数に
対応する。
δ1は１よりも非常に小さい正の定数、
ｇは固有の正の定数、
E^jはｊ時点における差分信号の値、
（Ai）jはｊ時点におけるそれぞれの予測器係
数、 Fiは非線形関数である。
数、 Fiは非線形関数である。
ｉ＝１のとき、関数Fiはいかなる引き数A1…
…Ai-1をも有していないことに注目すべきであ
る。
…Ai-1をも有していないことに注目すべきであ
る。
予測係数に適応するためのこのアプローチは受
信器内の予測器における出力Xjのいかなる依存
をも回避するので二重音声によるミストラツキン
グは回避される。トラツキングを保証する主な特
徴は： (a) Fiが差分信号Ejの過去の値の有限個に依存す
る。
信器内の予測器における出力Xjのいかなる依存
をも回避するので二重音声によるミストラツキン
グは回避される。トラツキングを保証する主な特
徴は： (a) Fiが差分信号Ejの過去の値の有限個に依存す
る。
(b) FiがＫ＝ｉ−１までのみ（Ak）jに依存する
（従つて（A1）jはいかなるAkにも依存しない）。
（従つて（A1）jはいかなるAkにも依存しない）。
係数Aiに対するこれ等の式において、第１項は
伝送エラーの影響を消滅可能にするリニア減衰項
であり、第２項は適応項である。電気通信網を使
用する通話のような信号を伝送するためのシステ
ムは通常第１項を必要とするが、いくつかの
ADPCMシステム装置では定数δ1は省略できると
理解されなければならない。
伝送エラーの影響を消滅可能にするリニア減衰項
であり、第２項は適応項である。電気通信網を使
用する通話のような信号を伝送するためのシステ
ムは通常第１項を必要とするが、いくつかの
ADPCMシステム装置では定数δ1は省略できると
理解されなければならない。
第２図に例示されたシステムは１ポールのみ又
は数ポールを用いて使用されることができるが、
予測器１８及び１１８では２つのポールを使用す
るのが好ましい。
は数ポールを用いて使用されることができるが、
予測器１８及び１１８では２つのポールを使用す
るのが好ましい。
このような場合において、予測器係数A1及び
A2は次式によつて得られる： （A1）j+1＝（A1）j（１−δ1） ＋g1・E^j・E^j-1／Kj ……(6) （A2）j+1＝（A2）j（１−δ2）＋g2・〔E^j
・E^j-2−（A1）j・E^j・E^j-1〕／Kj……(7) この場合Kj＝Max（ｄ、（E^j）2、（E^j-1）2、
（E^j-2）2） δ1及びδ2は１よりも非常に小さい正の値（例え
ば、それぞれ1/256及び1/128）、 g1、g2及びｄは固有の正の定数、例えばそれぞ
れ1/32、1/32及び10-6 g1及びg2に対する値は、通話に適するように、
信号の特性によつて選択される。上記の場合は
δ1：g1及びδ2：g2の比はそれぞれ約１：８及び
１：４に維持される。
A2は次式によつて得られる： （A1）j+1＝（A1）j（１−δ1） ＋g1・E^j・E^j-1／Kj ……(6) （A2）j+1＝（A2）j（１−δ2）＋g2・〔E^j
・E^j-2−（A1）j・E^j・E^j-1〕／Kj……(7) この場合Kj＝Max（ｄ、（E^j）2、（E^j-1）2、
（E^j-2）2） δ1及びδ2は１よりも非常に小さい正の値（例え
ば、それぞれ1/256及び1/128）、 g1、g2及びｄは固有の正の定数、例えばそれぞ
れ1/32、1/32及び10-6 g1及びg2に対する値は、通話に適するように、
信号の特性によつて選択される。上記の場合は
δ1：g1及びδ2：g2の比はそれぞれ約１：８及び
１：４に維持される。
本発明は特に下記の係数式を近似計算すること
によつて経済性が達成できる。
によつて経済性が達成できる。
（A1）j+1＝（A1）j（１−δ）＋g1sg
n＋（E^j）sgn（E^j-1）……(8) （A2）j+1＝（A2）j（１−δ2）＋g2
〔sgn（E^j）sgn（E^j-2） −ｆ（（A1）j）sgn（E^j）sgn（
E^j-1）〕……(9) ここで ｆ（（A1）j）＝2sgn（（A1）j）もし｜（A1）j｜＞1/2
の場合＝４（A1）jその他の場合……(10) δ1及びδ2それぞれ約1/181及び1/90、そしてg1
及びg2はそれぞれ1/64及び1/90である。
n＋（E^j）sgn（E^j-1）……(8) （A2）j+1＝（A2）j（１−δ2）＋g2
〔sgn（E^j）sgn（E^j-2） −ｆ（（A1）j）sgn（E^j）sgn（
E^j-1）〕……(9) ここで ｆ（（A1）j）＝2sgn（（A1）j）もし｜（A1）j｜＞1/2
の場合＝４（A1）jその他の場合……(10) δ1及びδ2それぞれ約1/181及び1/90、そしてg1
及びg2はそれぞれ1/64及び1/90である。
g1及びg2に対する値は典型的には通話信号に適
している。δ1：g1及びδ2：g2の比がそれぞれ約
１：２√ ２、１：１に維持されるとすれば、他
の値は信号の特性に応じて使用できる。
している。δ1：g1及びδ2：g2の比がそれぞれ約
１：２√ ２、１：１に維持されるとすれば、他
の値は信号の特性に応じて使用できる。
多くの適用において、第２図に示された実施例
を用いて満足すべき結果が得られる。しかしなが
ら、ある場合には、入力信号に対する信号対雑音
比を最大にするため、フイードバツクを使用しな
い予測器が追加される。
を用いて満足すべき結果が得られる。しかしなが
ら、ある場合には、入力信号に対する信号対雑音
比を最大にするため、フイードバツクを使用しな
い予測器が追加される。
このような第２の実施例が第３図に示される。
第３図においては第２図に示された部品に対応す
る部品は同一の参照番号を有している。第３図の
送信器１０Ｂは再生された差分信号E^jから部分的
な予測値X^jpを生ずる零基準予測器４０（フイー
ドバツクを有していない）を追加した点において
第２図の送信器１０Ａと異なつている。第２の加
算器４２は予測値X^jを得るために零基準予測器
４０及びポール基準予測器１８の出力を加算す
る。
第３図においては第２図に示された部品に対応す
る部品は同一の参照番号を有している。第３図の
送信器１０Ｂは再生された差分信号E^jから部分的
な予測値X^jpを生ずる零基準予測器４０（フイー
ドバツクを有していない）を追加した点において
第２図の送信器１０Ａと異なつている。第２の加
算器４２は予測値X^jを得るために零基準予測器
４０及びポール基準予測器１８の出力を加算す
る。
矢印４４によつて示されたように適応型予測器
４０の係数は破線４６によつて示されるように差
分信号E^jにのみ適応的であり、予測器４０はフイ
ードバツクループを有していない。対応する予測
器１４０及び加算器１４２が受信器１２Ｂに設け
られる。
４０の係数は破線４６によつて示されるように差
分信号E^jにのみ適応的であり、予測器４０はフイ
ードバツクループを有していない。対応する予測
器１４０及び加算器１４２が受信器１２Ｂに設け
られる。
予測器１８が２つの係数を有する場合は、零基
準予測器４０が６つの係数を有することができ
る。零基準予測係数は米国特許第4317208号によ
つて得られる。
準予測器４０が６つの係数を有することができ
る。零基準予測係数は米国特許第4317208号によ
つて得られる。
追加の予測器４０が提供される場合、ポール基
準予測器１８の係数は追加の予測器４０の出力並
びに差分信号E^jに適応する。このような構成が第
４図に示される。
準予測器１８の係数は追加の予測器４０の出力並
びに差分信号E^jに適応する。このような構成が第
４図に示される。
第４図は本発明の第３の実施例を示す。第４図
においては、送信器１０Ｃはポール基準予測器１
８の係数の適応を制御する適応信号を提供するた
め差分信号E^jと、零基準予測器４０の出力におけ
る部分的な予測値X^jpとを加算する第３の加算器
５０を付加した点で第３図の構成と異なつてい
る。受信器１２Ｃは同様な方法で接続された対応
する第３の加算器１５０を有している。
においては、送信器１０Ｃはポール基準予測器１
８の係数の適応を制御する適応信号を提供するた
め差分信号E^jと、零基準予測器４０の出力におけ
る部分的な予測値X^jpとを加算する第３の加算器
５０を付加した点で第３図の構成と異なつてい
る。受信器１２Ｃは同様な方法で接続された対応
する第３の加算器１５０を有している。
送信器及び受信器の双方において、係数を得る
ための式は、E^j項が差分信号E^jと、部分的予測値
X^jpとの加算値である値によつて置き換えられて
いる以外は他の実施例に対する式と同じである。
ための式は、E^j項が差分信号E^jと、部分的予測値
X^jpとの加算値である値によつて置き換えられて
いる以外は他の実施例に対する式と同じである。
第１図は先行技術によるADPCMシステムの概
略図である。第２図は本発明の第１の実施例の概
略図である。第３図は本発明の第２の実施例の概
略図である。第４図は本発明の第３の実施例の概
略図である。 １０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ…
…送信器、１６……減算器、１８，４０……予測
器、２０……量子化器、２４……逆量子器、２
６，４２，５０……加算器。
略図である。第２図は本発明の第１の実施例の概
略図である。第３図は本発明の第２の実施例の概
略図である。第４図は本発明の第３の実施例の概
略図である。 １０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ…
…送信器、１６……減算器、１８，４０……予測
器、２０……量子化器、２４……逆量子器、２
６，４２，５０……加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２つの周波数成分を持つ入力信号Xjと予測
値X^jとの間の差分信号Ejを得るための減算器と、 出力信号Njを得るため前記減算器からの差分
信号Ejを量子化するための量子化器と、 信号Njから差分信号E^jを再生するための送信
逆量子化器と、 前記差分信号E^jと予測値X^jとを加算するため
の送信加算器と、 前記送信加算器の出力を入力し、可変予測係数
を有し、前記予測値X^jを発生するための第１の
送信予測器と、 前記予測値X^jを前記送信加算器へ印加するた
めのフイードバツクループとを含んだ適応差分パ
ルス符号変調システム用送信器と； 受信信号Njから受信器の量子化差分信号E^jを
再生するための受信逆量子化器と、 復元された信号X″jを提供するため受信器の予
測値X^jと受信器の量子化された差分信号E^jとを
加算するための受信加算器と、 可変予測係数を有しており、前記復元された信
号X″jを入力として受信器の予測値X^jを提供する
ための第１の受信予測器とを含んだ適応差分パル
ス符号変調システム用受信器とを備え、 各予測係数が、差分信号E^j、すなわち残留信号
の過去の予測係数に依存し、各予測器の出力から
独立した非線形関数として得られることを特徴と
する適応差分パルス符号変調システム用送受信
器。 ２ 各予測器が次式によつて前記予測値X^jを得
るように構成されることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の適応差分パルス符号変調システ
ム用送受信器。 X^j＝A1X′j-1＋A2X′j-2… ＋AoX′j-o ……(i) この場合Aiは （Ai）j+1＝（Ai）j（１−δ1）＋ｇ・F1（E^j、
E^j-1、……E^j-o、（A1）j……（Aj-1）j）……(ii) によつて定義される予測係数である。 この場合ｉ＝１〜ｎ、はポール予測係数の数； δ1は１よりも非常に小さい正の定数； ｇは固有の正の定数； E^jはｊ時点における量子化された差分信号の
値、（Ai）jはｊ時点におけるｉ番目の予測係数、 X′jは差分信号E^jと予測値X^jとの加算値である。 ３ 前記各予測器が異なる時間において生ずる過
去の値に対応する複数の係数を有しており、最低
係数以外に対する非線形関数が１又はそれ以上の
直前の過去の小さい番号の係数値から得られるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の適応
差分パルス符号変調システム用送受信器。 ４ 各々が次式によつて得られる２つの予測係数
A1及びA2を有している予測器を含むことを特徴
とする特許請求の範囲第３項記載の適応差分パル
ス符号変調システム用送受信器。 （A1）j+1＝（A1）j（１−δ1） ＋g1・E^j・E^j-1／Kj ……(iii) （A2）j+1＝（A2）j（１−δ2） ＋g2・〔E^j・E^j-2 −（A1）j・E^j・E^j-1〕／Kj ……(iv) Kj＝最大（ｄ、（E^j）2、（E^j-1）2、 （E^j-2）2） この場合ｊは特定のサンプル周期である； δ1及びδ2は１よりも小さい正の値； g1及びg2は固有の正の定数。 ５ 各予測器が予測値の１部分のみを提供し、前
記の各送受信器が更に： 可変な係数を有しており、かつ再生された差分
信号Ejから部分的な予測値X^jpを提供するための
フイードバツクループを有していない第２の送信
予測器及び第２の受信予測器と、 前記予測値を提供するための各送受信予測器の
出力と前記の部分的な予測値X^jpとを加算するた
めの第２の送信加算器及び第２の受信加算器と、
を備えることを特徴とする特許請求の範囲第１
項、第２項、第３項又は第４項記載の適応差分パ
ルス符号変調システム用送受信器。 ６ 適応信号を供給するため前記部分的予測値
X^jpと再生された差分信号E^jとを加算するための
第３の送信加算器及び第３の受信加算器をさらに
備え、 前記第１の各予測器の予測係数がそれぞれ前記
第３の各加算器からの適応信号によつて得られる
ことを特徴とする特許請求の範囲の第５項記載の
適応差分パルス符号変調システム用送受信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA432615 | 1983-07-18 | ||
| CA000432615A CA1220867A (en) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Adaptive differential pcm system with residual-driven adaptation of feedback predictor |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4087785A Division JPH06188841A (ja) | 1983-07-18 | 1992-03-11 | 適応差分パルス符号変調システム用受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039936A JPS6039936A (ja) | 1985-03-02 |
| JPH051657B2 true JPH051657B2 (ja) | 1993-01-08 |
Family
ID=4125691
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59147750A Granted JPS6039936A (ja) | 1983-07-18 | 1984-07-18 | 適応差分パルス符号変調システム用送受信器 |
| JP4087785A Pending JPH06188841A (ja) | 1983-07-18 | 1992-03-11 | 適応差分パルス符号変調システム用受信器 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4087785A Pending JPH06188841A (ja) | 1983-07-18 | 1992-03-11 | 適応差分パルス符号変調システム用受信器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4593398A (ja) |
| JP (2) | JPS6039936A (ja) |
| CA (1) | CA1220867A (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
| JPS6319295A (ja) * | 1986-07-12 | 1988-01-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 昇華型熱転写受像体 |
| US4725885A (en) * | 1986-12-22 | 1988-02-16 | International Business Machines Corporation | Adaptive graylevel image compression system |
| GB8829063D0 (en) * | 1988-12-13 | 1989-01-25 | British Telecomm | Predictive coding and decoding |
| JPH07109991B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1995-11-22 | 日本ビクター株式会社 | ノイズシェーピング型再量子化回路 |
| JP3285775B2 (ja) * | 1996-10-14 | 2002-05-27 | 沖電気工業株式会社 | 通信システム |
| ATE371298T1 (de) * | 1996-11-07 | 2007-09-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Übertragung eines bitstromsignals |
| US20010040927A1 (en) * | 2000-02-17 | 2001-11-15 | Chu Peter L. | Adaptive differential pulse code modulation system and method utilizing whitening filter for updating of predictor coefficients |
| US20020097686A1 (en) * | 2000-11-20 | 2002-07-25 | Qiu Robert C. | Long-range prediction of fading signals for WCDMA high speed downlink packet access (HSDPA) |
| US8295623B2 (en) * | 2008-10-14 | 2012-10-23 | France Telecom | Encoding and decoding with elimination of one or more predetermined predictors |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5550738A (en) * | 1978-10-05 | 1980-04-12 | Nec Corp | Decoding method of adaptability forecasting type differential pulse code and its unit |
| US4354273A (en) * | 1979-06-12 | 1982-10-12 | Nippon Electric Company, Ltd. | ADPCM System for speech or like signals |
| FR2471084A1 (fr) * | 1979-11-30 | 1981-06-12 | Telecommunications Sa | Etage predicteur pour systeme de compression de debit numerique |
| FR2481024B1 (fr) * | 1980-04-21 | 1986-07-11 | Leguyader Alain | Circuit predicteur adaptatif utilisant un filtre en treillis et dispositif de codage ou de decodage mic differentiel correspondant |
| US4475227A (en) * | 1982-04-14 | 1984-10-02 | At&T Bell Laboratories | Adaptive prediction |
-
1983
- 1983-07-18 CA CA000432615A patent/CA1220867A/en not_active Expired
- 1983-10-28 US US06/546,738 patent/US4593398A/en not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-07-18 JP JP59147750A patent/JPS6039936A/ja active Granted
-
1992
- 1992-03-11 JP JP4087785A patent/JPH06188841A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06188841A (ja) | 1994-07-08 |
| CA1220867A (en) | 1987-04-21 |
| JPS6039936A (ja) | 1985-03-02 |
| US4593398A (en) | 1986-06-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |