JPS6253967B2 - - Google Patents
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- JPS6253967B2 JPS6253967B2 JP2636778A JP2636778A JPS6253967B2 JP S6253967 B2 JPS6253967 B2 JP S6253967B2 JP 2636778 A JP2636778 A JP 2636778A JP 2636778 A JP2636778 A JP 2636778A JP S6253967 B2 JPS6253967 B2 JP S6253967B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/003—Changing the DC level
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
- H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデータ信号に含まれる低周波成分の影
響による比較基準値のずれを補償した比較回路に
関するものである。
響による比較基準値のずれを補償した比較回路に
関するものである。
一般にデータ信号の送受信系においては、伝送
路にトランスやカツプリングコンデンサなどが挿
入されているため、データ信号の直流成分または
低周波数成分を忠実に伝送することは困難であ
る。一方、この種の伝送系の受信側においては、
データ信号の“１”“０”判定用の比較器の判定
しきい値（以下比較基準値という）として、低域
通過フイルタにより得られるデータ信号の平均電
圧を用いている。このため、例えばデータ信号と
して“１”が連続した場合に比較基準値がずれて
誤判定をすることがある。
路にトランスやカツプリングコンデンサなどが挿
入されているため、データ信号の直流成分または
低周波数成分を忠実に伝送することは困難であ
る。一方、この種の伝送系の受信側においては、
データ信号の“１”“０”判定用の比較器の判定
しきい値（以下比較基準値という）として、低域
通過フイルタにより得られるデータ信号の平均電
圧を用いている。このため、例えばデータ信号と
して“１”が連続した場合に比較基準値がずれて
誤判定をすることがある。
従来はこれを避けるために低域通過フイルタの
コンデンサの容量を大きくして出来るだけ低い周
波成分まで通過させるか、あるいはデータ信号自
身に処理を加えて低周波成分を除いた信号パター
ンを用いる必要があつた。
コンデンサの容量を大きくして出来るだけ低い周
波成分まで通過させるか、あるいはデータ信号自
身に処理を加えて低周波成分を除いた信号パター
ンを用いる必要があつた。
本発明の目的は、受信データ信号に含まれる低
周波成分の変動による比較基準値のずれを除去し
た比較回路を提供することにある。
周波成分の変動による比較基準値のずれを除去し
た比較回路を提供することにある。
本発明によれば、非反転入力端子と反転入力端
子とを有しこれら非反転および反転入力端子への
入力信号を電圧比較する比較器と、前記非反転入
力端子に接続した信号入力端子と、この信号入力
端子と前記反転入力端子と間に接続した低域通過
フイルタと、前記比較器の出力と前記反転入力端
子との間に挿入した負帰還手段とを含む比較回路
が得られる。
子とを有しこれら非反転および反転入力端子への
入力信号を電圧比較する比較器と、前記非反転入
力端子に接続した信号入力端子と、この信号入力
端子と前記反転入力端子と間に接続した低域通過
フイルタと、前記比較器の出力と前記反転入力端
子との間に挿入した負帰還手段とを含む比較回路
が得られる。
以下図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は従来の比較回路の概略回路図であり、
第２図ａ，ｂはその動作タイムチヤートである。
例えばFM受信機の場合には、信号電界が入力さ
れると送信側中心周波数pに対して受信機の受
信中心周波数がある値Δだけずれているため、
周波数弁別回路出力ではそのΔに相当する直流
電圧が発生してその直流電圧が信号に加算されて
来る。このような場合、第１図の従来回路ではコ
ンデンサ１８（容量値C1）、抵抗器１９（抵抗値
R1より成る低域通過フイルタ１により比較基準
値V1は信号の平均電圧Ｖcに近づく。ここでフイ
ルタ１の時定数R1C1を大きくすると、比較基準
値x1が信号の平均電圧Ｖcに近づく時間が遅くな
り、比較回路２により正常な比較が出来るまでに
時間がかかる。また、逆に時定数R1C1を小さく
すると、第２図ａの区間T1のように信号として
高レベルが連続した場合に、比較基準値x1は回路
１が低域通過フイルタであるため入力信号の高レ
ベルに近づいてしまう。このことは信号x0（電圧
V0）中に含まれる雑音に対して誤比較を起こす原
因ともなる。以上のように、従来の回路では信号
形式として高レベル、または低レベルが長く続く
ような信号パターンは使えない欠点がある。
第２図ａ，ｂはその動作タイムチヤートである。
例えばFM受信機の場合には、信号電界が入力さ
れると送信側中心周波数pに対して受信機の受
信中心周波数がある値Δだけずれているため、
周波数弁別回路出力ではそのΔに相当する直流
電圧が発生してその直流電圧が信号に加算されて
来る。このような場合、第１図の従来回路ではコ
ンデンサ１８（容量値C1）、抵抗器１９（抵抗値
R1より成る低域通過フイルタ１により比較基準
値V1は信号の平均電圧Ｖcに近づく。ここでフイ
ルタ１の時定数R1C1を大きくすると、比較基準
値x1が信号の平均電圧Ｖcに近づく時間が遅くな
り、比較回路２により正常な比較が出来るまでに
時間がかかる。また、逆に時定数R1C1を小さく
すると、第２図ａの区間T1のように信号として
高レベルが連続した場合に、比較基準値x1は回路
１が低域通過フイルタであるため入力信号の高レ
ベルに近づいてしまう。このことは信号x0（電圧
V0）中に含まれる雑音に対して誤比較を起こす原
因ともなる。以上のように、従来の回路では信号
形式として高レベル、または低レベルが長く続く
ような信号パターンは使えない欠点がある。
第３図は本発明の一実施例である。第４図ａ〜
ｃはその動作タイムチヤートである、第３図にお
いて、比較基準値V3は入力x6（電圧V6）をコンデ
ンサ２０（容量値C2）、抵抗器２１（抵抗値R2）
から成る低域通過フイルタ３に通したものと、反
転器５の出力x5（電圧V5）を抵抗器２２（抵抗値
R3）を通したものとの和になる。すなわち信号が
受信されて定常状態に達した後には、基策準値
V3は（V6P3＋V5R2）／（R2＋R3）となる。ここで
第４図ａに示すように、理想比較基準値をＶc、
データ信号の振幅をＶsとする。今、第４図ａの
区間T1のように信号が高レベルで続いてしばら
く時間が系過したとする。このときには入力信号
x6の電圧V6はＶc＋Ｖsだから基準値V3は｛Ｖc
R3／（R2＋R3）｝＋｛（ＶsR3＋V5R2）／（R2＋
R3）｝となる。ここでR2≪R3，V5＝−ＶsR3／R2
と選べばV3Ｖcと与えられて、高レベル信号が
連続しても基準値V3は理想比較値Ｖcからはずれ
ることはない。以上は信号が高レベルで続いた場
合であるが、低レベルで連続する場合も同様であ
る。
ｃはその動作タイムチヤートである、第３図にお
いて、比較基準値V3は入力x6（電圧V6）をコンデ
ンサ２０（容量値C2）、抵抗器２１（抵抗値R2）
から成る低域通過フイルタ３に通したものと、反
転器５の出力x5（電圧V5）を抵抗器２２（抵抗値
R3）を通したものとの和になる。すなわち信号が
受信されて定常状態に達した後には、基策準値
V3は（V6P3＋V5R2）／（R2＋R3）となる。ここで
第４図ａに示すように、理想比較基準値をＶc、
データ信号の振幅をＶsとする。今、第４図ａの
区間T1のように信号が高レベルで続いてしばら
く時間が系過したとする。このときには入力信号
x6の電圧V6はＶc＋Ｖsだから基準値V3は｛Ｖc
R3／（R2＋R3）｝＋｛（ＶsR3＋V5R2）／（R2＋
R3）｝となる。ここでR2≪R3，V5＝−ＶsR3／R2
と選べばV3Ｖcと与えられて、高レベル信号が
連続しても基準値V3は理想比較値Ｖcからはずれ
ることはない。以上は信号が高レベルで続いた場
合であるが、低レベルで連続する場合も同様であ
る。
次に過渡応答について説明する。入力信号x6か
ら信号x3に対する伝達関数は次のようになる。
ら信号x3に対する伝達関数は次のようになる。
但し、ｓ＝ｊω（ωは信号の角周波数）であ
る。
る。
同様に、出力信号x5から信号x3に対する伝達関
数は以下のようになる。
数は以下のようになる。
つまり、いずれも１次の低域通過フイルタの応
答特性を示し、同じ時定数C2R2R3／（R2＋R3）を
有する。すなわち、第３図の回路の場合、入力信
号x6から信号x3に対して充電する時定数と、出力
信号x5から信号x3に対して放電する時定数が等し
いため、第４図ａの区間T1の初期の過渡的状態
についてもV3Ｖcが成立することを意味してい
る。
答特性を示し、同じ時定数C2R2R3／（R2＋R3）を
有する。すなわち、第３図の回路の場合、入力信
号x6から信号x3に対して充電する時定数と、出力
信号x5から信号x3に対して放電する時定数が等し
いため、第４図ａの区間T1の初期の過渡的状態
についてもV3Ｖcが成立することを意味してい
る。
以上説明して来た様に、信号を受信しある時間
経過後には、入力信号が高レベルあるいは低レベ
ルと続いても、比較基準値x3は理想比較基準値を
保てるので、時定数R2C2は小さく選べる。ま
た、このことは信号受信の初めに基準値x3が理想
比較基準値Ｖcへ達する時間も早くなることを意
味する。
経過後には、入力信号が高レベルあるいは低レベ
ルと続いても、比較基準値x3は理想比較基準値を
保てるので、時定数R2C2は小さく選べる。ま
た、このことは信号受信の初めに基準値x3が理想
比較基準値Ｖcへ達する時間も早くなることを意
味する。
第５図は本発明の第２の実施例である。入力信
号x7（電圧V7）は低域通過フイルタ９（増幅器１
２、抵抗器２４，２５（抵抗値R4，R5）およびコ
ンデンサ２３（容量値C4）で構成される。）に供
給される。また、比較器８の出力は利得が負の低
域通過フイルタ１０（増幅器１１、抵抗器２７〜
２９（抵抗値R6〜R8）およびコンデンサ２６（容
量値C3）で構成される。）に供給される。比較基
準値V9は低域通過フイルタ９および１０のそれ
ぞれの出力電圧を合成したものである。従つて、
第５図の増幅器１１，１２のそれぞれの出力
x11，x12の電圧V11，V12に対して基準値V9はV9＝
（V11R5＋V12R6）／（R5＋R6）と表わされる。そこ
で、第４図ａの区間T1のように一定電圧が続い
たときは定常状態に達すると、V12＝Ｖc＋Ｖsが
成立するため、このとき基準値V9は、V9＝｛Ｖc
R6／（R5＋R6）｝＋｛（V11R5＋ＶsR6）／（R5＋
R6）｝ と表わされる。従つて、V11＝−ＶsR6／R5が成立
するように抵抗R5，R6および電圧V11を選び、R5
≪R6とすると、V9Ｖcが成立して、定常状態で
は理想比較値を保つことが可能である。
号x7（電圧V7）は低域通過フイルタ９（増幅器１
２、抵抗器２４，２５（抵抗値R4，R5）およびコ
ンデンサ２３（容量値C4）で構成される。）に供
給される。また、比較器８の出力は利得が負の低
域通過フイルタ１０（増幅器１１、抵抗器２７〜
２９（抵抗値R6〜R8）およびコンデンサ２６（容
量値C3）で構成される。）に供給される。比較基
準値V9は低域通過フイルタ９および１０のそれ
ぞれの出力電圧を合成したものである。従つて、
第５図の増幅器１１，１２のそれぞれの出力
x11，x12の電圧V11，V12に対して基準値V9はV9＝
（V11R5＋V12R6）／（R5＋R6）と表わされる。そこ
で、第４図ａの区間T1のように一定電圧が続い
たときは定常状態に達すると、V12＝Ｖc＋Ｖsが
成立するため、このとき基準値V9は、V9＝｛Ｖc
R6／（R5＋R6）｝＋｛（V11R5＋ＶsR6）／（R5＋
R6）｝ と表わされる。従つて、V11＝−ＶsR6／R5が成立
するように抵抗R5，R6および電圧V11を選び、R5
≪R6とすると、V9Ｖcが成立して、定常状態で
は理想比較値を保つことが可能である。
次に過渡応答について説明する。入力信号x7の
電圧V7が変化したときのx12の電圧V12の応答は、 と表わされ、時定数はC4R4である。
電圧V7が変化したときのx12の電圧V12の応答は、 と表わされ、時定数はC4R4である。
次に、出力信号x8の電圧V8が変化したときの
x11の電圧V11の応答は、 −増幅器１１の帰還インピーダンス／Ｘ３より増幅器１１の反転入力までのインピーダンス＝−１／Ｒ８−｛Ｒ７
１／ｓＣ３／Ｒ７＋１／ｓＣ３｝＝Ｒ７／Ｒ８ −１／１＋ｓＣ３Ｒ７ と表わされて、時定数はC3R7である。
x11の電圧V11の応答は、 −増幅器１１の帰還インピーダンス／Ｘ３より増幅器１１の反転入力までのインピーダンス＝−１／Ｒ８−｛Ｒ７
１／ｓＣ３／Ｒ７＋１／ｓＣ３｝＝Ｒ７／Ｒ８ −１／１＋ｓＣ３Ｒ７ と表わされて、時定数はC3R7である。
定常状態でV9Ｖcが成立する場合、両時定数
C4R4とC3R7が等しければ、信号x9の電圧は低域
通過フイルタ９を通して立上ろうとする電圧と低
域通過フイルタ１０を通して立下げようとする電
圧が等しく均合うため、入力信号の過渡状態にお
いても理想比較値を保つことが可能である。この
場合においても時定数R4C4は小さく選ぶことが
出来るので、信号受信の初めに比較基準値V9が
理想比較値へ達するのを早くすることが出来る。
C4R4とC3R7が等しければ、信号x9の電圧は低域
通過フイルタ９を通して立上ろうとする電圧と低
域通過フイルタ１０を通して立下げようとする電
圧が等しく均合うため、入力信号の過渡状態にお
いても理想比較値を保つことが可能である。この
場合においても時定数R4C4は小さく選ぶことが
出来るので、信号受信の初めに比較基準値V9が
理想比較値へ達するのを早くすることが出来る。
第６図は本発明の第３の実施例で、第３図にさ
らにダイオードD1，D2を追加したものである。
ダイオードD1，D2の飽和電圧は入力信号の振幅
電圧Ｖsよりわずかだけ高めに選ばれる。このと
きには、信号を受信ししばらくたつた後には本発
明第３図の場合と同様の特性を有するが、信号受
信の初めに入力信号x13の振幅が電圧Ｖs以上に立
ち上がるが、または立ち下がるかすると、ダイオ
ードD1，D2のいずれかが導通する。このため比
較基準信号x15の電圧V15は非常に短かい時間で理
想基準比較値Ｖcに達することが出来る。なお、
第３図および第６図において、比較器４および１
６の極性を逆にして用いれば、反転器５および１
７は不要となる。
らにダイオードD1，D2を追加したものである。
ダイオードD1，D2の飽和電圧は入力信号の振幅
電圧Ｖsよりわずかだけ高めに選ばれる。このと
きには、信号を受信ししばらくたつた後には本発
明第３図の場合と同様の特性を有するが、信号受
信の初めに入力信号x13の振幅が電圧Ｖs以上に立
ち上がるが、または立ち下がるかすると、ダイオ
ードD1，D2のいずれかが導通する。このため比
較基準信号x15の電圧V15は非常に短かい時間で理
想基準比較値Ｖcに達することが出来る。なお、
第３図および第６図において、比較器４および１
６の極性を逆にして用いれば、反転器５および１
７は不要となる。
以上説明したように、本発明の比較回路を用い
れば、信号パターンとして高レベルまたは低レベ
ルが連続する信号も理想基準値で比較が可能であ
り、また信号に直流レベルが同時に加わつて受信
される場合にも理想比較状態に達するのが早い。
れば、信号パターンとして高レベルまたは低レベ
ルが連続する信号も理想基準値で比較が可能であ
り、また信号に直流レベルが同時に加わつて受信
される場合にも理想比較状態に達するのが早い。
第１図は従来の比較回路の概略回路図、第２図
ａ，ｂは第１図の比較回路の動作タイムチヤー
ト、第３図は本発明の第１の実施例、第４図ａ〜
ｃは第３図の回路の動作タイムチヤート、第５図
は本発明の第２の実施例、第６図は本発明の第３
の実施例、第７図ａ〜ｃは第６図の回路の動作タ
イムチヤート、なお図において１，３，９，１
０，１５……低域通過フイルタ、２，４，８，１
１，１２，１６……比較器、５，１７……反転
器、である。
ａ，ｂは第１図の比較回路の動作タイムチヤー
ト、第３図は本発明の第１の実施例、第４図ａ〜
ｃは第３図の回路の動作タイムチヤート、第５図
は本発明の第２の実施例、第６図は本発明の第３
の実施例、第７図ａ〜ｃは第６図の回路の動作タ
イムチヤート、なお図において１，３，９，１
０，１５……低域通過フイルタ、２，４，８，１
１，１２，１６……比較器、５，１７……反転
器、である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 非反転入力端子と反転入力端子とを有しこれ
ら非反転および反転入力端子間の電圧を比較する
比較器と、直流成分に信号成分が重量した入力信
号を受けかつ前記非反転入力端子に接続された信
号入力端子と、前記信号成分の変化する時間に比
べて十分大きな時定数を持ち、前記信号入力端子
と前記反転入力端子との間に接続された第１の低
域通過フイルタと、前記比較器の出力と前記反転
入力端子との間に挿入された負帰還手段とを含
み、定常状態で前記反転入力端子への入力電圧が
前記信号成分の中央電圧となり、かつ前記信号入
力端子の電圧が変化したときに前記第１の低域通
過フイルタを通して前記反転入力端子に得られる
電圧の過渡応答と、前記比較器出力の電圧が変化
したときに前記負帰還手段を通して前記反転入力
端子に得られる電圧の過渡応答とが等しくなるよ
うに、前記第１の低域通過フイルタ及び負帰還手
段の応答特性を設定したことを特徴とする比較回
路。 ２ 前記負帰還手段を信号極性反転手段および抵
抗器で構成したことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の比較回路。 ３ 前記負帰還手段を第２の低域通過フイルタで
構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の比較回路。 ４ 前記第１の低域通過フイルタをコンデンサと
抵抗器とで構成したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の比較回路。 ５ 前記第１の低域通過フイルタをコンデンサと
抵抗器と、この抵抗器に並列にかつ互いに逆極性
となるよう接続された１対のダイオードとで構成
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の比較回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2636778A JPS54118148A (en) | 1978-03-07 | 1978-03-07 | Comparator circuit |
| US06/018,396 US4339727A (en) | 1978-03-07 | 1979-03-07 | Waveform converting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2636778A JPS54118148A (en) | 1978-03-07 | 1978-03-07 | Comparator circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54118148A JPS54118148A (en) | 1979-09-13 |
| JPS6253967B2 true JPS6253967B2 (ja) | 1987-11-12 |
Family
ID=12191520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2636778A Granted JPS54118148A (en) | 1978-03-07 | 1978-03-07 | Comparator circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54118148A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01125175U (ja) * | 1988-02-19 | 1989-08-25 | ||
| JP2010057014A (ja) * | 2008-08-29 | 2010-03-11 | Sumitomo Electric Device Innovations Inc | 電子回路 |
| JP2010185770A (ja) * | 2009-02-12 | 2010-08-26 | Seiko Instruments Inc | 移動方向検出装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57208780A (en) * | 1981-06-18 | 1982-12-21 | Pioneer Electronic Corp | Wave shaping circuit |
| JPS59137639U (ja) * | 1983-03-02 | 1984-09-13 | 竹中エンジニアリング工業株式会社 | コンパレ−タ回路 |
| JP2571683B2 (ja) * | 1986-06-12 | 1997-01-16 | アルプス電気株式会社 | 符号読取装置の信号増幅回路 |
| JPS6418311A (en) * | 1987-07-14 | 1989-01-23 | Komatsu Mfg Co Ltd | Optical reception circuit |
| JPH07118726B2 (ja) * | 1987-08-31 | 1995-12-18 | 株式会社小松製作所 | 比較装置 |
| JPH01156819A (ja) * | 1987-12-15 | 1989-06-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | バーコード検出装置 |
| JP5718596B2 (ja) | 2010-08-05 | 2015-05-13 | ジーブイビービー ホールディングス エス．エイ．アール．エル． | 受信回路、信号伝送回路、及び信号受信方法 |
-
1978
- 1978-03-07 JP JP2636778A patent/JPS54118148A/ja active Granted
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01125175U (ja) * | 1988-02-19 | 1989-08-25 | ||
| JP2010057014A (ja) * | 2008-08-29 | 2010-03-11 | Sumitomo Electric Device Innovations Inc | 電子回路 |
| JP2010185770A (ja) * | 2009-02-12 | 2010-08-26 | Seiko Instruments Inc | 移動方向検出装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54118148A (en) | 1979-09-13 |
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