JPS6261186B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 この発明は、ラスタ寸法の補正機能を備えた電
源および偏向回路に関するものである。

〈発明の背景〉 一般のテレビジヨン受像機では、ラスタの寸法
はアルタ加速電圧の平方根に反比例し、ラスタの
幅すなわち水平方向のラスタ寸法はB⁺走査電圧
に正比例する。フライバツク変成器の高圧巻線中
に発生するトレース・パルス電圧からアルタ加速
電圧を取出すための回路では、B⁺走査電流を一
定に維持することによつて理論上はラスタ寸法を
一定に維持することができる。

高電圧回路はある大きさの電源インピーダンス
を持つているので、アルタ端子から取出される負
荷電流が増大すると上記インピーダンスにおける
電圧降下によつて、たとえ電源の安定化回路によ
つてB⁺電圧が一定に維持されていても、アルタ
加速電圧が低下する。アルタ加速電圧が低下する
と電子ビームのスピードは低下するから、ラスタ
の幅はアルタ負荷の増加に伴つて増大する。

非安定化DC電圧源からB⁺電圧を取出すスイツ
チング形電源装置は、安定装置のスイツチの導通
時間を制御することによつてB⁺電圧を一定に維
持することができる。ある種の形式のスイツチン
グ形電源ではSCR、フライバツク変成器の２次
巻線、およびインダクタンスの直列回路を含み、
この回路は２個の電源端子間に結合されている。
非安定化DC電圧は第１の端子に結合され、安定
化されたB⁺走査電圧は第２の端子に発生する。

安定化装置の制御回路は、各水平偏向サイクル
のトレース期間中の制御された時点でSCRを導
通させ、フライバツク変成器の２次巻線、SCR
の陽極―陰極電路、およびインダクタよりなる直
列回路を通つて非安定化入力端子より安定化出力
端子へ電流を流通させる。トレース期間中、
SCRが導通した後は、増加する鋸歯状電流がこ
の電路を通つて流れる。リトレース期間中、フラ
イバツク変成器の２次巻線は負リトレース・パル
ス電圧をSCRとインダクタとの直列回路に供給
し、SCRがリトレース期間中に導通から遮断へ
と転流するまで、SCRおよびインダクタを通つ
て流れる電流を鋸歯状に減衰させる。発生された
B⁺電圧を安定化するために、安定化装置の制御
回路はB⁺電圧変動を感知し、トレース期間中に
SCRが導通状態となる時点を変化させる。

前に述べたように、アルタ負荷が大きくなる
と、一定のB⁺電圧であつてもラスタの幅は大き
くなる傾向がある。アルタ負荷の変動にかかわら
ずラスタの幅を一定に維持するためには、前述の
SCRスイツチング形式の回路を含む通常の安定
化回路がアルタ負荷電流の変動を表わす感知電圧
を発生し、この感知電圧を安定化装置の制御回路
に供給して、ビーム負荷の増加と共にB⁺電圧を
減少させる必要がある。B⁺電圧が低下すると、
偏向電圧が低下するから、ビーム負荷の増加に伴
つてラスタの幅が増大するのを押えることができ
る。

フライバツク変成器の巻線の両端に発生した電
圧から他のDC電源電圧を取出すこともできる。
この補助電圧は、垂直偏向回路、映像回路、音声
回路のような各種の補助負荷回路を付勢するため
に使用される。このような補助負荷回路によつて
取出された負荷電流はフライバツク変成器を介し
て未調整DC電源に反映され、該未調整DC電源の
端子から流れれるDC負荷電流成分として現われ
る。

上述のSCR形式のスイツチング安定化電源で
は、補助負荷回路によつて引出された電流は、
SCR結合されたフライバツク変成器の２次巻線
を流れる負荷電流の関数である電流のDCの成分
となる。補助負荷回路によつて引出される負荷電
流が変動すると、リトレース期間中に２次巻線を
流れる電流に変動が生じる。

SCR結合された２次巻線の電流の変動は、後
程説明するように、アルタ・ビーム電流の変動に
よつて生ずるリトレース・パルス電圧の振幅変化
と反対方向の振幅変化をリトレース・パルス電圧
に与える。補助負荷回路によつて取出される負荷
電流が増大すると、リトレース・パルスの持続期
間が短縮し、その振幅が大きくなる。従つて、ア
ルタ負荷が不変のときでも、補助負荷回路の負荷
電流の変化によりSCR結合された２次巻線を通
つて流れる電流の増加に伴つて、アルタ加速電位
は高くなり、ラスタ幅は不所望に減少する傾向が
ある。

〈発明の目的・概要〉 この発明の目的は、補助負荷回路の負荷電流の
変化によつてフライバツク変成器のSCR結合さ
れた巻線を流れる電流が変化しても、ラスタの寸
法が変化しないようにする点にある。

この発明のラスタ寸法の補正機能を備えた電源
および偏向回路は、後程説明する図示の実施例を
参照して説明すると、偏向巻線４１と、該偏向巻
線に結合されており、これに周期的にトレース電
圧を供給してこの偏向巻線中に走査電流を生成さ
せ、また、上記偏向巻線の両端部に周期的にリト
レース・パルス電圧を発生させる偏向波発生器３
６と、少なくとも高電圧巻線３０ｃ、上記偏向波
発生器に結合された第１の巻線３０ａおよび負荷
回路１８に結合された第２の巻線３０ｄを有する
フライバツク変成器３０と、上記高電圧巻線に結
合されていて該高電圧巻線の両端間に発生したリ
トレース・パルス電圧からアルタ加速電圧を発生
させるための高電圧回路６４と、上記トレース電
圧を発生させ、また上記負荷回路にエネルギを供
給する電圧源２５と、該電圧源と上記フライバツ
ク変成器の上記高電圧巻線以外の巻線とに結合さ
れていて上記トレース電圧の大きさを制御するた
めの制御可能なスイツチ２８と、該制御可能なス
イツチに結合されていて、このスイツチの導通時
間を変化させるための制御回路３２と、上記負荷
回路によつて引出される負荷電流の変化を表わす
入力信号を発生する手段５６，５７と、上記トレ
ース電圧の大きさが上記負荷電流の上記変化の方
向と同じ方向に変化するような態様で上記制御可
能なスイツチの導通時間を変化させるように上記
入力信号を上記制御回路に供給する手段５１，３
５とを具備している。

ある特定の実施例では、負荷電流の変化を表わ
す入力信号を発生する手段として直列抵抗器が音
声回路中の電源回路中に配置されている。音声回
路による音声負荷が増大すると、この直列抵抗器
の両端間の電圧降下が大きくなる。電圧降下は安
定化装置の制御回路供給され、音声負荷電流の増
大によつてSCRをトレース期間の早い時期に導
通させるようにゲートし、水平偏向巻線に供給さ
れるB⁺走査電圧およびトレース電圧を増大させ
る。前に述べたように、音声負荷が増大すると、
これに伴つてリトレース・パルス電圧の振幅およ
びアルタ加速電圧が高くなり、ラスタ幅が減少す
るという好ましくない現象が生ずる。こを補償す
るためにトレース電圧を高くして走査電流を増大
させ、ラスタの幅を一定に維持する。

〈実施例の説明〉 以下、図を参照しつつこの発明を詳細に説明す
る。

第１図において、非安定化DC入力電源１２
は、全波ブリツジ整流器２５に結合された交流電
流AC線路すなわち主電圧源２０を含んでいる。
ブリツジ整流器２５の端子３３と２４との間には
濾波キヤパシタ２６が結合されており、端子２３
には例えば＋150Vの直流DCの非安定化入力電源
電圧Ｖ_ioが発生する。非安定化入力電源電圧Ｖ_io
はSCRスイツチング安定化装置１９に供給さ
れ、出力端子２９に例えば＋114VのDCの安定化
されれたB⁺走査電圧Ｖ_pが発生する。

スイツチング安定化装置１９は水平出力すなわ
ちフライバツク変成器３０の２次巻線３０ｂ、イ
ンダクタ２７およびSCR２８の直列回路からな
り、この直列回路は端子２３と２９との間に結合
されている。安定化制御回路１６はSCR２８へ
水平偏向周波数１／Ｔ_Hでくり返すパルス位置変
調ゲート・パルス３３を供給する。ゲート・パル
ス３３は各水平偏向サイクルのトレース期間内の
制御された時点でSCR２８を導通させ、非安定
化電源入力端子２３から、フライバツク変成器３
０の安定化２次巻線３０ｂ、インダクタ２７およ
びSCR２８の陽極―陰極電路を経て出力端子２
９へ電流ｉ_sを流通させる。リトレース期間中、
フライバツク変成器３０の２次巻線３０ｂ両端間
に発生した電圧Ｖ_30bの負水平リトレース・パル
ス電圧は、直列接続されたインダクタ２７および
SCR２８へ供給されて、リトレース期間中に
SCR２８をターンオフさせる。キヤパシタ６３
は出力端子２９に発生する水平周波数のリブル電
圧を濾波して、出力端子２９の電圧を一定に維持
する。

端子２９に発生したB⁺走査電圧はフライバツ
ク変成器３０の１次巻線３０ａを経て水平偏向巻
線４１に供給されてトレース・キヤパシタ４２の
両端間にトレース電圧を発生させ、またこのB⁺
走査電圧は偏向波発生器３６の水平出力トランジ
スタ３８のコレクタに供給される。水平偏向波発
生器３６は、通常の水平発振および駆動回路３
７、水平出力トランジスタ３８およびダンパ・ダ
イオード３９からなるトレース・スイツチ、リト
レース・キヤパシタ４０、およびＳ字整形すなわ
ちトレース・キヤパシタ４２からなつている。ト
レース・キヤパシタ４２は、トレース・スイツチ
１５とリトレース・キヤパシタ４０の両端間に偏
向巻線４１と直列に配列されている。トレース・
キヤパシタ４２の両端間に発生するトレース電圧
の直流値は、B⁺走査電圧Ｖ_pに等しい。これは巻
線４１および３０ａの両端間の直流電圧降下は無
視できるからである。

トレース・スイツチ１５が導通しているトレー
ス期間中は、トレース電圧は水平偏向巻線４１の
両端間に供給され、該偏向巻線中に鋸歯状走査電
流を発生させる。トレース期間の終了時に、トレ
ース・スイツチ１５は非導通状態になる。このと
き、水平偏向巻線４１とリトレース・キヤパシタ
４０は共振リトレース回路１４を構成し、水平リ
トレース期間中偏向巻線４１の両端間にリトレー
ス・パルス電圧を発生させる。水平偏向巻線４１
の両端間に発生するリトレース・パルス電圧はフ
ライバツク変成器の１次巻線３０ａに供給され、
フライバツク変成器の他の巻線、例えば安定化２
次巻線３０ｂ、高電圧２次巻線３０ｃおよび他の
２次巻線３０ｄの両端間にリトレース・パルス電
圧を発生させる。

電圧巻線３０ｃの両端間に発生する高電圧リト
レース・パルス電圧は、高電圧回路６４のダイオ
ード４３によつて整流され、キヤパシタ４４によ
つて濾波され、端子ＵにDCアルタ加速電圧を発
生させる。アルタ負荷はインピーダンス１３とし
て概略的に図示されている。アルタ・ビーム電流
は端子Ｕよりインピーダンス１３を経て流れる。

２次巻線３０ｄの両端間の電圧はトレース期間
中、ダイオード４７によつて整流され、キヤパシ
タ４８によつて濾波され、垂直偏向回路および音
声回路のような補助負荷回路用の例えば＋26Vの
DC補助電圧が生成される。

例えば音声回路１８は、キヤパシタ５９を経て
変成器６０の１次巻線にAC結合された出力端子
を備えた音声増幅器５８を有している。変成器６
０の２次巻線は拡声器６２のボイス・コイル６１
に結合されている。音声周波数の信号は音声増幅
器５８の入力端子１７に供給され、この信号は音
声増幅器５８によつて増幅され、ボイス・コイル
中に電流を発生させ、拡声器６２から音声を発生
させる。

音声回路１８用の電源電圧は＋26VのDC補助
電源電圧から取出され、抵抗器５６を経て音声回
路へ供給され、過渡濾波用キヤパシタ５７が端子
Ａにおいて抵抗器５６に結合されている。

高電圧２次巻線３０ｃおよび補助電源用２次巻
線３０ｄのようなフライバツク変成器３０の２次
巻線に結合された負荷回路によつて引出される負
荷電流は、B⁺電源電圧出力端子２９から引出さ
れる電流i₁の成分としてフライバツク変成器の１
次巻線３０ａに反映される。電流i₁のDC成分す
なわち平均値Ｉ_pは、端子２９にフライバツク変
成器の２次巻線を経て磁気的に、あるいは消費損
失を再補充するために負荷電流を引出す水平偏向
波発生器３６によつて導電的に結合された、すべ
てのテレビジヨン受像機の負荷回路によつて引出
された負荷電流の平均値によつて決定される。

DC電流Ｉ_p用の電源端子は、SCR２８、インダ
クタ２７及び安定化２次巻線３０ｂの直列回路に
対する非安定化入力端子３３となつている。従つ
て、端子２３から流れる入力電流ｉ_sのDC電流成
分あるいは平均値は、端子２９から流れる同じ平
均負荷電流Ｉ_pに等しくなる。エネルギは非安定
化電源１２から、変成器３０による変成器作用に
よりその巻線の各１つを経て高電圧回路および音
声回路のような負荷回路へ転送される。

B⁺走査電圧を安定化するためにB⁺走査電圧の
うちの電圧Ｖ_pの変動を表わす電圧は、負帰還電
圧として安定化制御回路１６へ供給される。この
B⁺負帰還電圧はB⁺出力端子２９とアースとの間
に結合された抵抗器４９と５０とからなる分圧器
の抵抗器５０の両端間に発生する。

抵抗器５０の両端間のB⁺帰還電圧は安定化制
御回路１６の比較器３５の反転入力端子に供給さ
れる。ツエナ・ダイオード５５の両端間に発生す
る基準電圧は、抵抗器５４を経て比較器３５の非
反転入力端子に供給される。ツエナ・ダイオード
５５には非安定化入力端子２３より抵抗器６５を
経てバイアス電流が供給される。

比較器３５の出力であるDC制御電圧Ｖ_Mは導線
３４を経て通常のパルス位置変調器３２に供給さ
れる。変調器３２はパルス位置変調されたゲー
ト・パルスを発生し、該ゲート・パルスは変成器
３１を経てSCR２８へAC結合される。各水平偏
向サイクル中のトレース期間内における各ゲー
ト・パルス３３の立上り端の発生時点は、DC制
御電圧Ｖ_Mの値によつて決定される。例えば、DC
電圧Ｖ_Mがくなると、各水平偏向サイクルのトレ
ース期間中におけるパルス位置３２のゲート・パ
ルス３３の位相は進む。

フライバツク変成器３０の安定化装置の２次巻
線３０ｂの両端間に発生する理想化された電圧Ｖ
_30bが第２図ａに実線で示されている。各水平偏
向サイクルのトレース期間t₁―t₃の期間中は、電
圧Ｖ_30bは巻線３０ｂの点のない端子が正の比較
的一定のトレース電圧Ｖ_tに等しくなる。リトレ
ース期間t₃―t₅の間では、電圧Ｖ_30bはピーク電圧
がＶ_pの負リトレース・パルス電圧−Ｖ_rに等しく
なる。フライバツク変成器３０のすべての巻線が
磁気的に密に結合されていると仮定すると、フラ
イバツク変成器３０の他の巻線の両端間に発生す
る電圧は第２図ａに示す２次巻線３０ｂの両端間
の電圧の電圧の波形と本質的に等しくなる。

公称主電源電圧および負荷電流の状態では、パ
ルス位置変調器３２は第２図ｂのt₂の時点でゲー
ト・パルス３３を発生してSCR２８を導通させ
る。SCR２８が導通する_２より前の時点では、
インダグタ２７の両端間の電圧は０である。
SCR２８が導通するt₂より後のトレース期間の残
りの期間t₂―t₃の間では、インダクタ２７の両端
間に発生する電圧Ｖ_Lは、 Ｖ_io＝−Ｖ_t＋Ｖ_L＋Ｖ_pより Ｖ_L＝ΔＶ＋Ｖ_tとなる。

（ただし、ΔＶ＝Ｖ_io−Ｖ_p） 第２図ｂに実線の波形７０として示す電流ｉ_s
はt₂における０からt₃におけるピーク値Ｉ_pへ鋸歯
状に増大し、その電流の傾斜は電圧Ｖ_Lの大きさ
と極性とによつて決定される。

リトレース期間中で、SCR２８がなお導通状
態にあるt₃―t₄の間で、２次巻線３０ｂの両端間
に発生する負のリトレース・パルス電圧−Ｖ_rが
インダクタ２７とSCR２８の直列回路に印加さ
れると、インダクタ２７の両端間の電圧Ｖ_Lは極
性が反転する。リトレース期間の部分t₃―t₄の間
におけるインダクタ２７の両端間の電圧をＶ_Lと
すると、 Ｖ_io＝Ｖ_r＋Ｖ_L＋Ｖ_pより Ｖ_L＝ΔＶ−Ｖ_rとなる。

（ただし、ΔＶ＝Ｖ_io−Ｖ_p） 従つて、t₃で始まる負電圧がインダクタ２７の
両端間に発生すると、電源ｉ_sは第２図ｂに示す
ように鋸歯状に減少し、時刻t₄の近くで逆方向に
なり、SCR２８をターンオフする。リトレース
期間の残りの期間t₄―t₅およびトレース期間の最
初の部分t₁―t₂では、SCR２８は非導通状態であ
るので、電流ｉ_sは０に等しい。

主電源電圧が低い場合に、非安定化入力電源端
子２３から２次巻線３０ｂ、インダクタ２７およ
びSCR２８の直列回路を経てB⁺端子２９へ流れ
る電流ｉ_sが、第２図ｂの時間t₂′―t₄′の間の点線
の鋸歯状波１７０によつて示されている。主電源
電圧が低いときは、公称主電源電圧状態と比較し
た場合、トレース期間中は電流ｉ_sの正方向の鋸
歯状部分の傾斜はより浅くなり、リトレース期間
中の電流ｉ_sの負方向の傾斜はより急峻になり、
ピーク電流IV_p1はより小さくなる。

例えば、主電源電圧Ｖ_ioが低下してB⁺電圧Ｖ_p
が低下すると、この低下したB⁺帰還電圧は比較
器３５の反転入力端子に供給され、DC制御電圧
Ｖ_Mは増大する。これによつてゲートパルス３３
は第２図ｂに示すようにトレース期間中、時刻
t₂′へ位相が進められる。従つて、SCR２８の導
通時間は長くなり、期間t₂′―t₄′の期間に等しく
なる。B⁺電圧を比較的一定に維持するためには
SCR２８の導通時間を長くする必要があり、負
帰還ループの利得が充分に大であれば、B⁺電圧
のどのような低下をも阻止するようにB⁺負帰還
回路によつて上記導通時間を長くすることができ
る。

公称主電源電圧および負荷電流動作状態におけ
る入力電流ｉ_sが、第２図ｃのt₂―t₄の期間の実線
の鋸歯状波形７０として再度示されている。鋸歯
状波形７０の平均値は、電流ｉ_sのDC電流成分す
なわち平均負荷電流値Ｉ_pに等しい。

テレビジヨン受像機の回路が必要とする電力が
増大し、電流i₁の平均負荷電流成分が値I₂に増大
するとB⁺端子２９における電圧Ｖ_pは低下する。
このB⁺走査電圧の低下は比較器３５の反転入力
端子で感知され、DC制御電圧Ｖ_Mを上昇させ、ゲ
ート・パルス３３の位相を進めて、SCR２８を
第２図ｃの時刻Ｔ_aで示すようにトレース期間の
より早い時期で導通させる。

負荷状態が増大しても非安定電源電圧Ｖ_ioが比
較的変化しなければ、第２図ｃの点線の波形２７
０で示す鋸歯状電流ｉ_sの正方向傾斜部分および
負方向傾斜部分は共に実線の波形７０の対応する
部分の傾斜と実質的に同じ傾斜を持つ。従つて、
平均負荷電流の値がI₂まで増大し得るようにする
ためには、波形２７０の下の面積を波形７０の下
の面積よりも大きくする必要がある。

もしフライバツク変成器３０が、２次巻線３０
ｂと１次巻線３０ａとの間で充分の漏洩インダク
タンスを有し、インダクタ２７のインダクタンス
の代りをすることができるならば、インダクタ２
７を省略してもよい。漏洩インダクタンスの存在
によつて巻線３０ｂの両端間に発生する電圧Ｖ_30
ｂは第２図ａに示す波形と若干違つたものとな
る。

上の説明では、比較器３５の入力端子に唯１つ
の入力信号、すなわちB⁺負帰還電圧のみが供給
されるときの安定化回路の動作を想定している。
しかしながら大抵の場合、端子Ｕから流れるアル
タ・ビーム電流を表わす信号電圧を供給すること
も望ましい。リトレース期間中は、インピーダン
ス１３を含む高電圧回路６４は共振リトレース回
路１４のリトレース・キヤパシタ４０の両端間の
負荷として動作すると考えることができる。アル
タ負荷電流が増大すると共振リトレース回路の負
荷も大きくなる。このため、リトレース・パルス
の振幅は小さくなり、リトレース・パルス期間は
長くなる。さらに、高電圧回路の内部インピーダ
ンスの両端間に生じる電圧降下が大きくなるた
め、アルタ加速電圧は低下する。アルタ加速電圧
が低下すると電子ビームのスピードが低下してラ
スタの幅は大きくなるという好ましくない現象が
生ずる。

高電圧巻線３０ｃにダイオード４３から離れた
側の端子Ｃは抵抗器４５を経て＋Ｖ直流電圧源に
結合されている。端子Ｃには濾波キヤパシタ４６
が結合されている。端子Ｕからのビーム電流は＋
Ｖ電源より抵抗器４５を経て流れる。そのため、
キヤパシタ４６による濾波作用によつて、アルタ
負荷電流およびそれの変動を表わすDC電圧が抵
抗器４５の両端間に発生する。

端子Ｃの電圧は抵抗器５２を経て比較器３５の
非反転入力端子に供給される。アルタ負荷が大き
くなると端子Ｃの電圧は低下し、DC制御電圧Ｖ_M
は低下する。そのため、ゲート・パルス３３はト
レース帰還中遅相され、B⁺走査電圧は低下す
る。これによつて偏向電圧は低下し、ラスタ幅を
縮小してアルタ・ビーム電流の負荷作用の増加に
よるラスタ幅の拡大を押えることができる。

この発明の特徴は、安定化制御回路１６は、ア
ルタ・ビーム電流による負荷作用以外に、偏向回
路に与えられる負荷作用の変化によつて生ずる好
ましくないラスタ幅の変動を打消す、すなわち補
償できるという点にある。例えば、音声回路１８
によつて＋26Vの補助電圧源から引出される負荷
電流が、端子１７に供給さる音声入力信号の性質
によつて増大すると仮定する。音声回路１８によ
る負荷作用が大きくなると、B⁺端子２９から流
れる電流は増大し、例えば第２図ｃに示すよう
に、i₁およびｉ_sの両方のDC成分すなわち平均電
流はＩ_pからI₂へ増大する。電流ｉ_sはトレース期
間の終りでより大きなピーク値IV_p2に達する。従
つて、リトレース期間中、フライバツク変成器３
０の安定化２次巻線３０ｂ中により大きな電流が
流れる。音声負荷の増大によつてこのような大き
な電流が流ることにより、フライバツク変成器の
巻線中のリトレース・パルスの振幅は大きくな
り、持続期間は短縮さる。

第２図ａに点線の波形−Vr′によつて示すよう
に、音声負荷が増大した状態でのリトレース・パ
ルスの持続時間はT₃′―T₅′で、公称負荷状態での
実線で示す波形−Vrのリトレース期間T₃―T₅の
持続時間よりも短くなり、一方リトレース・パル
スの振幅はＶ_pからV′_pへ増大する。

上記のように、音声負荷が大きくなるとリトレ
ース期間の終りで変成器の２次巻線３０ｂより１
次巻線３０ｂを経て共振リトレース回路１４へ流
れる電流は大きくなり、上記共振リトレース回路
１４へ転送されるエネルギは大きくなるから、リ
トレース期間中に発生するリトレース・パルスの
振幅は大きくなる。リトレース・パルスの振幅が
大きくなるとその持続時間が短くなるが、その理
由は次の通りである。すなわち、変成器３０の２
次巻線３０ｂのオーミツク抵抗は非常に小さく、
通常はこれを無視することができる。巻線３０ｂ
のオーミツク抵抗を無視すると、該巻線３０ｂの
両端間の平均電圧は０になるから、第２図ａに示
す電圧Ｖ_30bの波形の正部分の面積と負部分の面
積は等しくなければならない。前述のように、リ
トレース期間中に巻線３０ｂを流れる電流が増大
してリトレース・パルス振幅が大きくなると、第
２図ａの波形の正部分の面積と負部分の面積とが
等しくなるために、リトレース・パルスの幅すな
わち持続時間は必然的に短縮される。

従つて、上記のように音声負荷が大きくなる
と、リトレース・パルスの振幅が大きくなると共
にその持続時間は短縮される。リトレース・パル
スの振幅が大きくなると、端子Ｕに発生するアル
タ加速電圧は上昇し、電子ビームのスピードが速
くなつてラスタ幅が狭くなる。このように、音声
負荷の変化によりラスタ幅が変化する方向は、前
述のアルタ負荷の変化によりラスタ幅が変化する
方向と逆である。なお、アルタ負荷が大きくなつ
た場合もフライバツク変成器３０の２次巻線３０
ｂを流れる平均電流Ｉ_pが大きくなるが、この場
合はアルタ負荷１３が共振リトレース回路１４に
与える影響は上記平均電流Ｉ_pが共振リトレース
回路１４に与える影響よりも大である。従つて、
アルタ負荷が大きくなると、前述のようにアルタ
加速電圧は低下し、ラスタ幅は大きくなる。

音声負荷の変化によつて生じるラスタ幅の変化
量は比較的小さいかも知れないが、もしこれらの
変化が比較的高速で起きると、視聴者はその変化
をより一層明確に認識することができる。従つ
て、もし音声回路１８の入力端子１７に供給され
る入力信号の音声内容が音声周波数で比較的速く
変化すると、ラスタ幅の変化は比較的小さくて
も、視聴者は比較的速いラスタ幅の伸張、圧縮を
認識することができる。

音声負荷の変化により２次巻線３０ｂおよびイ
ンダクタ２７中の電流ｉ_sの変化によつて生ずる
ラスタ幅の変化を補正するために、音声負荷電流
の変化を表わす入力信号電圧を抵抗器５６の両端
間から取出す。音声回路１８の端子Ａに発生する
音声負荷の変化を表わす信号は、抵抗器５１を経
て安定化制御回路１６の比較器３５の反転入力端
子に供給される。比較器３５の反転入力端子に音
声負荷の変化を表わす入力信号を供給することに
よつて、SCR２８の導通時間はB⁺走査電圧の大
きさを変更すなわち変化させるように変化され、
それによつてトレース電圧の大きさは２次巻線３
０ｂを流れる電流ｉ_sの大きさの変化に対応して
同じように変化する。例えば、音声回路の負荷が
大きくなると、端子Ａの電圧および比較器３５の
反転入力端子に供給される電圧は低下する。これ
によつてDC制御電圧Ｖ_Mが上昇してゲート・パル
ス３３位相は進み、B⁺走査およびトレース電圧
は増大する。

ラスタの幅は偏向巻線４１に供給されるトレー
ス電圧に正比例するので、トレース電圧の上昇に
よつてラスタの幅は大きくなる傾向がある。これ
によつて、音声負荷の増大によりリトレース・パ
ルスの振幅が大きくなり、それに伴つてラスタ幅
が減少するのを補償することができる。

制御回路１６に供給される負荷電流を表わす入
力電圧は、負帰還ループとしてよりもむしろ開ル
ープ修正の性質を持つている。この開ループ的修
正によると、B⁺電圧を負荷電流が変化する前の
値よりも高い値に上昇させることができる。

安定化装置１９の負帰還ループによつてB⁺電
圧を比較的一定に維持していても、非安定化入力
電圧Ｖ_ioが変化するとリトレース・パルスの振幅
および持続時間が変化するという好ましくない事
態が生じる。B⁺端子２９に磁気的にあるいは導
電的に結合されたテレビジヨン受像機の負荷回路
によつて引出された電力は変化しないと仮定す
る。この電力は最終的には非安定化DC電源１２
から供給されるものであり、その大きさは入力電
圧Ｖ_ioと端子２３から流れる平均負荷電流Ｉ_pと
の積によつて与えられる。

もし非安定化DC入力電圧Ｖ_ioが低下すると、
第１図の電流の矢印ｉ_sの方向に端子２３から供
給される電力が変化しないようにするために、平
均負荷電流Ｉ_pは増大しなければならない。B⁺端
子２９から流れ出る平均負荷電流は端子２３から
流れ出る平均負荷電流と同じであり、またB⁺電
圧は比較的一定に保たれているので、平均負荷電
流Ｉ_pが増大すると電流の矢印i₁の方向にB⁺端子
２９から流出する平均電力は増大する。非安定化
入力端子２３から出て行く電力は変化しないと仮
定されているので、２次巻線３０ｂから変成器の
コアを介して磁気的に結合された他の巻線に供給
される正味電力は一般には減少せざるを得ない。

従つて、もし非安定化入力電圧Ｖ_ioが低下する
と、公称主電圧の状態に対する平均負荷電流の大
きさＩ_pと比較器したとき、入力電流ｉ_sの平均値
は、第２図ｂの点線で示す鋸歯状波１７０によつ
て、および増加した平均負荷電流の大きさI₁によ
つて示すように、所定の電力レベルにおいて増加
する。

入力電圧Ｖ_ioが低下すると、たとえば平均負荷
電流の大きさがI₁に増大しても、電流ｉ_sのピー
ク値は第２図ｂに示すようにＩ_p1に減少する。こ
のように、リトレース期間に電流ｉ_sのピーク値
が減少すると、リトレース・パルスの持続時間を
引伸ばし、リトレース・パルスの振幅を減少させ
る。従つて、アルタ加速電圧は低下し、ラスタの
幅を増大させる。この好ましくないラスタ幅の変
化を補償するために、非安定化DC入力電圧Ｖ_io
が抵抗器５３を経て安定化制御回路１６の比較器
３５の非反転入力端子に供給される。電圧Ｖ_ioが
低下するとDC制御電圧Ｖ_Mは低下し、ゲート・パ
ルス３３はトレース期間中遅相される。ゲート・
パルス３３が遅相すると、B⁺走査電圧および偏
向巻線４１に供給されるトレース電圧は低下す
る。その結果、ラスタの幅を縮小しようとし、そ
れによつてDC入力電圧Ｖ_ioの低下に伴つてラス
タの幅が広がるのを押えることができる。

なお、実施例では制御可能なスイツチである
SCR２８は変成器３０の２次巻線３０ｂに結合
されているが、これ以外に上記SCR２８を１次
巻線３０ａ、２次巻線３０ｄ等、高電圧巻線３０
ｃ以外の任意の巻線に結合することができる。

1980年10月７日付のボーリンガ氏（Walter
Bohringer）の米国特許第4227125号明細書、
1980年11月４日付のハフアール氏（P.E.Haferl）
の米国特許第4232254号明細書に述べられている
ような他のトランジスタあるいはSCRスイツチ
ング形の電源および偏向回路も、音声負荷回路の
ような偏向回路の電流の大きさに変化を与える回
路電流の変化によつて、リトレース・パルスの振
幅および持続時間に好ましくない変調を与える
が、この発明の回路によれば、これらの変動に応
答して安定化装置のスイツチの導通時間を制御す
ることにより、ラスタ幅を比較的一定に維持する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施したラスタ寸法補正機
能を備えた電源および偏向回路を示す図、第２図
は第１図の回路に関連する波形を示す図である。 １８……負荷回路、２５……電圧源、２８……
制御可能なスイツチ、３０……フライバツク変成
器、３０ａ……第１の巻線、３０ｃ……高電圧巻
線、３０ｄ……第２の巻線、３２……制御回路、
３６……偏向波発生器、４１……偏向巻線、３
５，５１……入力信号を制御回路に供給する手
段、５６，５７……入力信号を発生する手段、６
４……高電圧回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 偏向巻線と、 上記偏向巻線に結合されており、これに周期的
   にトレース電圧を供給して該偏向巻線中に走査電
   流を生成させ、また上記偏向巻線の両端間に周期
   的にリトレース・パルス電圧を発生させる偏向波
   発生器と、 少なくとも高電圧巻線と、上記偏向波発生器に
   結合された第１の巻線と、負荷回路に結合された
   第２の巻線とを有するフライバツク変成器と、 上記高電圧巻線に結合されていて該高電圧巻線
   の両端間に発生したリトレース・パルス電圧から
   アルタ加速電圧を発生させるための高電圧回路
   と、 上記トレース電圧を発生させ、また上記負荷回
   路にエネルギを供給する電圧源と、 上記電圧源と上記フライバツク変成器の上記高
   電圧巻線以外の巻線とに結合されていて上記トレ
   ース電圧の大きさを制御するための制御可能なス
   イツチと、 上記制御可能なスイツチに結合されていて、こ
   のスイツチの導通時間を変化させるための制御回
   路と、 上記負荷回路によつて引出される負荷電流の変
   化を表わす入力信号を発生する手段と、 上記トレース電圧の大きさが上記負荷電流の上
   記変化の方向と同じ方向に変化するような態様で
   上記制御可能なスイツチの導通時間を変化させる
   ように上記入力信号を上記制御回路に供給する手
   段とからなる、ラスタ寸法の補正機能を備えた電
   源および偏向回路。