JPS626754Y2

JPS626754Y2 -

Info

Publication number: JPS626754Y2
Application number: JP16500778U
Authority: JP
Priority date: 1978-11-30
Filing date: 1978-11-30
Publication date: 1987-02-17
Also published as: JPS5580926U

Description

【考案の詳細な説明】

本考案はテレビジヨン受像機用のVHF同調チ
ユーナに関する。一般的にテレビジヨン受像機の電子同調チユナ
の段間回路において、VHFバンドのローチヤン
ネルを受信した場合の段間回路の等価回路を第１
図に示す。この等価回路において高周波増幅器の
出力側に接続される１次コイルのインダクタンス
をL₁、局部発振回路及び混合回路側に接続され
る２次コイルのインダクタンスをL₂とし、更に
相互インダクタンスをＭで表わしている。第１図
において、１次側及び２次側の負荷をそれぞれ
Q₁，Q₂とすると、負荷Q₁，Q₂は次式で表わされ
る。 Q₁＝ω_０Ｃｔ_１／ｇｔ_１ …(1) Q₂＝ω_０Ｃｔ_２／ｇｔ_２ …(2) 但し、Ct₁，Ct₂はそれぞれ１次側、２次側の総合
容量 gt₁，gt₂はそれぞれ１次側、２次側の総合コン
ダクタンス ω_０は同調周波数を_０とした時の２π_０で
ある。また結合係数結合係数Ｋ＝ｋ√₁・₂ …(4) で表わされる。実験によれば、国内のテレビジヨン放送チヤン
ネルの場合、上記結合係数ｋ≒0.115が得られて
いる。また、調整波形については、ハイチヤンネ
ルの波形は臨界結合付近に調整できるので最大平
坦特性と遅延平坦特性との間の波形となる。従つ
てローチヤンネルでもハイチヤンネルと同様に調
整しなければチユーナ全体としての波形に差が出
ることになり望ましくない。従つて結合指数Ｋの
値は、最大平坦特性を得る“１”と遅延平坦特性
を得る

【式】との間になければならない。即ち、(4)式にｋ＝0.115 0.6≦Ｋ≦１の条
件を代入すると 5.2≦√₁・₂≦8.7 …(5) であることが必要である。ところが、従来電子同調チユーナにおいて、ハ
イチヤンネル受信時にはスイツチングダイオード
の直列抵抗等の影響でローチヤンネルに比較して
利得が10dB近く低いためローチヤンネルコイル
に並列にダンピング抵抗Rdを入れて利得偏差を
6dB以内に押えるようにしている。このダンピン
グ抵抗Rdを入れる方法は前記(1)，(2)式において
１次側及び２次側の総合コンダクタンスを増加さ
せることになるので、１次側及び２次側の負荷
Q₁，Q₂が低下してしまう。この負荷Q₁，Q₂の低
下によつて前記(5)式を満たさなくなると調整が難
しくなつてくる。前記(5)式を満足するダンピング
抵抗Rdの値は 1KΩ≦Rd≦1.8KΩ …(6) である。上記(5)，(6)式は相互インダクタンスＭを
一定として（実測では約25n^H）計算したもので
あるが、この相互インダクタンスＭの値は減少さ
せることが可能であるので上記(6)式の上限は決め
なくてさしつかえない。即ちダンピング抵抗Rd
は 1KΩ≦Rd …(7) であればよい。以上チヤンネル受信に伴う電子同調チユーナの
段間回路の条件につき簡単に説明しているが、実
際面では、１次側及び２次側の負荷Q₁，Q₂を同
じ大きさにすることは難しい。今、係数ｂをｂ＝Ｑ_１／Ｑ_２＋Ｑ_２／Ｑ_１ …(8) とおくと、この係数ｂの値は“２”とはならず、
１次側負荷Q₁と２次側負荷Q₂との差が大きい程
大きくなる。またこの時結合指数Ｋはで与えられ、この結合指数Ｋの値もやはり大きく
なり、結果的に前記(7)式の左項は1KΩより大き
くなる。更に、ローチヤンネルとハイチヤンネル
の利得偏差を許容限まで大きくした時の実際のダ
ンピング抵抗Rdは1KΩ前後の値を必要とするの
で、高周波増幅素子や回路定数のバラツキ等を考
慮すると、このダンピング抵抗Rdの値は決して
余裕のあるものではない。上述の如く従来はハイチヤンネルとローチヤン
ネルとの利得偏差を改善するために、ローチヤン
ネルにおける波形及び選択度等を犠牲にしなけれ
ばならないという不都合があつた。本考案は上記の不都合を改善するためになされ
たもので、中間周波増幅回路の利得をVHF帯の
低チヤンネル帯と高チヤンネル帯とで切換える回
路を設けることによつて低チヤンネル帯における
波形及び選択度を犠牲にすることなく、低チヤン
ネル帯と高チヤンネル帯との利得偏差を改善し得
るVHF電子同調チユーナを提供することを目的
とする。以下、図面を参照して本考案の一実施例を説明
する。第２図は本考案のVHF電子同調チユーナ
の回路を示しており、１１は高周波増幅回路、１
２は前記高周波増幅回路１１の出力端に接続され
る段間回路（同調回路）、１３はこの段間回路１
２の出力に接続される局部発振回路、１４は結合
コンデンサC₁を介して供給される前記段間回路
１２及び局部発振回路１３からの出力を混合する
混合回路でこの混合回路には負帰還がかかつてい
る。また、１５は中間周波同調回路、１６は結合
コンデンサC₂を介して供給される前記中間周波
同調回路１５からの出力を増幅する中間周波増幅
回路、１７は結合コンデンサC₃を介して供給さ
れる前記中間周波増幅回路１６からの出力を増幅
するエミツタフオロア形の出力回路、１８はこの
出力回路１７からの出力を結合コンデンサC₄を
介して次段の映像中間周波回路に供給するための
出力端子である。また１９は前記段間回路１２及
び中間周波増幅回路１６の動作を高チヤンネル受
信時と低チヤンネル受信時とで切換えるための切
換回路である。前記段間回路（同調回路）１２１次側は、前記
高周波増幅回路１１の出力端に一端が接続され、
他端がコンデンサC₅を介して接地される１次側
のコイルL₁，L₂と、この１次側コイルL₁の一端
とアース間に接続されたコンデンサC₆及び可変
容量ダイオードVCD₁と、前記１次側のコイルL₁
とコイルL₂の接続点にカソードが接続され、ア
ノードがコンデンサC₇を介して接地されるスイ
ツチングダイオードD₁を有している。更にこの
回路の２次側は１次側と同様に２次側のコイル
L₃とL₄、コンデンサC₇及び可変容量ダイオード
VCD₂、スイツチングダイオードD₂、コンデンサ
C₈によつて回路構成されている。また前記１次
側、２次側の可変容量ダイオードVCD₁，VCD₂
のそれぞれのアノード側にはそれぞれ抵抗R₁及
びR₂を介して選局直流電圧が供給されている。一方１次側のスイツチングダイオードD₁のア
ノードは切換回路１９の抵抗R₃，R₄，R₅及び電
圧E₁を介して接地されており、２次側のスイツ
チングダイオードD₂のアノードは抵抗R₆及び前
記抵抗R₄，R₅、電源E₁を介して接地されてい
る。また１次側のコイルL₂と２次側のコイルL₄
との共通接続点は抵抗R₇を介してブレイク接点
側が接地されたスイツチSWのメイク接点側に接
続されると共に負電極側が接地された電源E₂の
正電極側に接続されている。このスイツチSWは
ローチヤンネルとハイチヤンネルとの切換え用ス
イツチとして作用する。前記混合回路１４はカスケード接続されたトラ
ンジスタQ₁及びQ₂を有している。このトランジ
スタQ₁のベースは前記結合コンデンサC₁の一端
に接続されると共に抵抗R₈を介して接地され、
エミツタは抵抗R₉を介して接地されると共にコ
ンデンサC₉を介して接地され、またコレクタは
前記トランジスタQ₂のエミツタに接続されてい
る。このトランジスタQ₂のベースはコンデンサ
C₁₀を介して接地されると共に抵抗R₁₀を介して前
記トランジスタQ₁のベースに接続されている。前記中間周波同調回路１５における同調コイル
L₅の一端は前記混合回路１４のトランジスタQ₂
のコレクタに接続されると共にコンデンサC₁₁を
介して接地され、該コイルL₅の他端は結合コン
デンサC₂にまたコンデンサC₁₂を介してアースに
それぞれ接続されると共にチヨークコイルL₆の
一端に接続されている。このチヨークコイルL₆
の他端はコンデンサC₁₃を介して接地されると共
に抵抗R₁₁を介して前記混合回路１４のトランジ
スタQ₂のベースに接続される。また中間周波増幅回路１６では、結合コンデン
サC₂の他端にそのベースが接続されるトランジ
スタQ₃を有しており、このトランジスタQ₃のベ
ースは抵抗R₁₂を介して、エミツタは抵抗R₁₃を介
してそれぞれ接地され、またコレクタは結合コン
デンサC₃の一端に接続されると共に抵抗R₁₄を介
して前記切換回路１９の電源E₁の正電極に接続
されている。またこのトランジスタQ₃のベース
は前記切換回路１９の抵抗R₁₅，R₅を介して前記
電源E₁の正電源に接続されている。前記出力回路１７は前記結合コンデンサC₃の
他端にそのベースが接続されるエミツタフオロア
形のトランジスタQ₄を有している。このトラン
ジスタQ₄のベースは抵抗R₁₆を介して接地される
と共に抵抗R₁₇、前記コンデンサC₁₃を介して接地
され、コレクタはコンデンサC₁₄を介して接地さ
れると共に抵抗R₁₈、前記コンデンサC₁₃を介して
接地されており、またエミツタは抵抗R₁₉を介し
て接地されると共に結合コンデンサC₄を介して
出力端１８に接続されている。次に上記の如く構成された電子同調チユーナの
動作を説明する。今、この電子同調チユーナがハ
イチヤンネルを受信している時は、スイツチSW
は短絡状態となつているのでスイツチングダイオ
ードD₁，D₂は導通する。これらスイツチングダ
イオードD₁，D₂に流れる総合電流をIdとする
と、中間周波増幅回路１６のトランジスタQ₃の
ベースに印加される電圧Ｖ_BHはＶ_BH＝（Ｅ_１−Ｒ_５×Ｉｄ）Ｒ_１２／Ｒ_１５＋Ｒ_１２となる。尚、抵抗R₅は実質的には約1KΩ位の値を用い
るのでトランジスタQ₃のベース電流による電圧
降下は無視できる。一方ローチヤンネル受信時にはスイツチSWは
開放となるので、スイツチングダイオードD₁，
D₂はカツトオフ状態となる。この時、中間周波
増幅回路１６のトランジスタQ₃のベースに印加
される電圧Ｖ_BLはＶ_BH＝Ｅ_１×Ｒ_１２／Ｒ_５＋Ｒ_１５＋Ｒ_１２で与えられ、このローチヤンネル受信時の電圧Ｖ
_BLはハイチヤンネル受信時の電圧Ｖ_BHより高くな
る。この為、中間周波増幅回路１６のトランジス
タQ₃のエミツタ電流はローチヤンネル受信時の
方が大きくなる。従つてハイチヤンネル受信時に
最大利得となるように、切換回路１９の抵抗R₃
〜R₇，R₁₅及び中間周波増幅回路１６の抵抗
R₁₂，R₁₃の値を設定すれば、ローチヤンネル受信
時には利得が低下する。この利得の低下する量
は、前記抵抗R₃〜R₇及び抵抗R₁₂，R₁₃の値を再
設定すれば自由に変えることができる。従つて本
回路によれば、ローチヤンネル時における利得偏
差を改善することができる。また周知のように中間周波増幅回路１６の動作
電流を変えると、該回路の入力インピーダンスが
変化し、このため波形変化をもたらすことが懸念
されるが、本考案では、中間周波増幅回路１６の
前段に中間周波周調回路１５を設けることにより
これを防止している。即ち、混合回路１４の出力
インピーダンスは非常に高いが、中間周波増幅回
路１６の入力インピーダンスは前記同調回路１５
によつて非常に低いものとすることができる。こ
れは中間周波同調回路１５のコンデンサC₁₂の値
をコンデンサC₁₁の値に比べて比較的大きく（通
常３〜６倍の大きさ）にすることにより実現でき
る。また中間周波増幅回路１６の入力容量値の絶
対値もコンデンサC₁₂の容量値に比較してかなり
小さいので中間周波波形に与える影響は極めて小
さい。更に中間周波増幅回路１６の出力端は高周
波的にはエミツタフオロアのトランジスタQ₄の
入力端に接続してあるので、出力端子１８より見
た総合波形は安定したものとなる。また本考案によれば、中間周波増幅回路１６の
動作電流によつてチユーナ全体のダイナミツクレ
ンジが変化しないといつた利点を有する。以上説明したように本考案によれば、中間周波
増幅回路の利得をVHFの低チヤンネル帯と高チ
ヤンネル帯とで切換える回路を設けることによつ
て、簡単な回路で、波形及び選択度を犠牲にする
ことなく、低チヤンネル帯と高チヤンネル帯との
利得偏差を改善し得るVHF電子同調チユーナを
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な電子同調チユーナの段間回路
の低チヤンネル受信時における等価回路図、第２
図は本考案の実施例であるVHF電子同調チユー
ナの回路図である。１２……段間回路（同調回路）、１４……混合
回路、１５……中間周波同調回路、１６……中間
周波増幅回路、１９……切換回路、D₁，D₂……
スイツチングダイオード。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

混合回路及びベースと接地間にバイアス用抵抗
を有する増幅用トランジスタを有する中間周波増
幅回路間に介在接続した入出力側に夫々コンデン
サを有する中間周波同調回路と、前記混合回路の
入力経路中に配置されている同調用インダクタン
スを高低チヤンネルに応じて切換えるためのスイ
ツチングダイオードと、このダイオードの一端と
電源間に直列に接続された少なく共２個の直列抵
抗と、この抵抗の接続点及び前記中間周波増幅回
路を構成する増幅用トランジスタのベース間を接
続し増幅用トランジスタのベースにバイアス電圧
を供給する直流結合手段と、前記スイツチングダ
イオードの他端と直流的に結合され前記ダイオー
ドをスイツチングさせるための切換回路とを具備
し、前記中間周波同調回路の入力側コンデンサ容
量に対し出力側コンデンサ容量の値を大きく設定
したことを特徴とするVHF電子同調チユーナ。