JPS627366A - 光制御電力変換装置 - Google Patents
光制御電力変換装置Info
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- JPS627366A JPS627366A JP60143278A JP14327885A JPS627366A JP S627366 A JPS627366 A JP S627366A JP 60143278 A JP60143278 A JP 60143278A JP 14327885 A JP14327885 A JP 14327885A JP S627366 A JPS627366 A JP S627366A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、例えば単相及び多相の直流−交流変換用イ
ンバータや交流−直流変換用コンパ−タ、多相交流電動
機駆動用の交流−直流−交流変換用インバータ及びアク
ティブフィルタ等の電力変換装置に係シ、特にそのスイ
ッチング素子として光トリだ・光クエンチ靜電訪導サイ
リスタを用い、該サイリスタにノやルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリｆ／−１ｌルス及び光クエンナノ
４ルスを照射して所定の電力変換動作を行なわせるよう
にしたものに関する。
ンバータや交流−直流変換用コンパ−タ、多相交流電動
機駆動用の交流−直流−交流変換用インバータ及びアク
ティブフィルタ等の電力変換装置に係シ、特にそのスイ
ッチング素子として光トリだ・光クエンチ靜電訪導サイ
リスタを用い、該サイリスタにノやルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリｆ／−１ｌルス及び光クエンナノ
４ルスを照射して所定の電力変換動作を行なわせるよう
にしたものに関する。
周知のように、例えば直流−交流変換インバータや交流
−直流コンバータ等の電力変換装置にあっては、そのス
イッチング素子として、逆阻止３端子サイリスタ（ＳＣ
Ｒ）や光トリガサイリスタ等が用いられておシ、一般的
な回路構成としては、三相交流ブリッジ回路が広く使用
されている。すなわち、この種のサイリスタは、転流タ
ーンオフ形の素子であシ、その転流サイクルを利用して
、例えば５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚ程度の周波数でターン
オン、転流ターンオフを行なわせることによシ、直流−
交流変換及び交流−直流変換を行ない得るように構成さ
れるものである。
−直流コンバータ等の電力変換装置にあっては、そのス
イッチング素子として、逆阻止３端子サイリスタ（ＳＣ
Ｒ）や光トリガサイリスタ等が用いられておシ、一般的
な回路構成としては、三相交流ブリッジ回路が広く使用
されている。すなわち、この種のサイリスタは、転流タ
ーンオフ形の素子であシ、その転流サイクルを利用して
、例えば５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚ程度の周波数でターン
オン、転流ターンオフを行なわせることによシ、直流−
交流変換及び交流−直流変換を行ない得るように構成さ
れるものである。
また、例えば直流送電に適用されるような大電力を扱う
電力変換装置においては、光トリガサイリスタを直並列
化接続し、上記５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚの周波数で光タ
ーンオン、転流ターンオフというスイッチング動作を行
なわせるようにしている。
電力変換装置においては、光トリガサイリスタを直並列
化接続し、上記５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚの周波数で光タ
ーンオン、転流ターンオフというスイッチング動作を行
なわせるようにしている。
ところで、上記のような転流ターンオフ形のサイリスタ
を用い九三相交流ブリッジ回路を使用した電力変換装置
は、取シ扱える交流周波数が５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚと
低く、また光トリがサイリスタの転流ターンオフに要す
る時間が数百μＳと長く、高速動作に不向きでおるとい
う問題を有している。
を用い九三相交流ブリッジ回路を使用した電力変換装置
は、取シ扱える交流周波数が５０ Ｈｚ〜６０ Ｈｚと
低く、また光トリがサイリスタの転流ターンオフに要す
る時間が数百μＳと長く、高速動作に不向きでおるとい
う問題を有している。
そこで、従来よシ、上記電力変換装置に使用されるスイ
ッチング素子として、自己消弧形の電力用半導体素子を
用いることも行なわれている。この自己消弧形の電力用
半導体素子としては１例えば電力用バイポーラトランジ
スタ、電力用ＭＯ８（Ｍｅｔａｌ Ｏ：ｃｉｄｓ Ｓ＠
ｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ）電界効果形トランジスタ（
ＦＥＴ）、電力用静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）等の
各種トランジスタや、ダートターンオアサイリスタ（Ｇ
ＴＯ）が使用されている。
ッチング素子として、自己消弧形の電力用半導体素子を
用いることも行なわれている。この自己消弧形の電力用
半導体素子としては１例えば電力用バイポーラトランジ
スタ、電力用ＭＯ８（Ｍｅｔａｌ Ｏ：ｃｉｄｓ Ｓ＠
ｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ）電界効果形トランジスタ（
ＦＥＴ）、電力用静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）等の
各種トランジスタや、ダートターンオアサイリスタ（Ｇ
ＴＯ）が使用されている。
そして、上記トランジスタやダートターンオアサイリス
タ等の自己消弧形半導体素子は、そのダート（またはペ
ース）を電気的に制御することＫよシ、ターンオン、タ
ーンオフのスイッチング動作を行なわせることができ、
ターンオフに要する時間も数μ８〜数十μｓと速いもの
でちる。このため、上記自己消弧形半導体素子を例えば
パルス幅変調による制御方式を用いてスイッチング動作
させるようＫして、単相または多相のインバータやコン
バータを構成することによシ、高速動作化に有利とする
ことができるものである。
タ等の自己消弧形半導体素子は、そのダート（またはペ
ース）を電気的に制御することＫよシ、ターンオン、タ
ーンオフのスイッチング動作を行なわせることができ、
ターンオフに要する時間も数μ８〜数十μｓと速いもの
でちる。このため、上記自己消弧形半導体素子を例えば
パルス幅変調による制御方式を用いてスイッチング動作
させるようＫして、単相または多相のインバータやコン
バータを構成することによシ、高速動作化に有利とする
ことができるものである。
しかしながら、上記のようた自己消弧形半導体素子を用
いた電力変換装置では、ｒ−）（またはペース）の制御
を電気的に行なう必要があることから、各半導体素子毎
に、ターンオン。
いた電力変換装置では、ｒ−）（またはペース）の制御
を電気的に行なう必要があることから、各半導体素子毎
に、ターンオン。
ターンオフ制御用の制御回路を設けなければならず、構
成が複雑化するという問題が生じる。
成が複雑化するという問題が生じる。
そして、上記ダートターンオアサイリスタでは、ターン
オン用とターンオフ用とでそれぞれ制御回路が必要とな
るため、特に構成の複雑化を招き易いものである。また
、大電力を扱う場合には、複数の半導体素子を直並列化
接続することになるため、制御回路部分が大形化し、よ
り 一層構成が複雑化するものである。さらに、大電力
を扱う部分と制御回路部分との電気的絶縁を図ることが
困難でちるため、取）扱える電力の大きさにも制限が生
じるものである。
オン用とターンオフ用とでそれぞれ制御回路が必要とな
るため、特に構成の複雑化を招き易いものである。また
、大電力を扱う場合には、複数の半導体素子を直並列化
接続することになるため、制御回路部分が大形化し、よ
り 一層構成が複雑化するものである。さらに、大電力
を扱う部分と制御回路部分との電気的絶縁を図ることが
困難でちるため、取）扱える電力の大きさにも制限が生
じるものである。
〔発明の目的〕
この発明は上記事情を考慮してなされたもので、簡易な
構成で、しかも高速動作が可能であシ、光による光トリ
ガ・光クエンチ動作によυ大電力の取シ扱いにも適し得
る極めて良好な光制御電力変換装置を提供することを目
的とする。
構成で、しかも高速動作が可能であシ、光による光トリ
ガ・光クエンチ動作によυ大電力の取シ扱いにも適し得
る極めて良好な光制御電力変換装置を提供することを目
的とする。
すなわち、この発明に係る光制御電力変換装置は、光ト
リガ・光クエンチ静電誘導サイリスタをスイッチング素
子として用い、該サイリスタにＡ／ルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリガパルス及び光クエンナノ９ルス
を照射して所定の電力変換動作を行なわせるようにする
ことによシ、簡易な構成で、しかも高速動作が可能であ
シ、大電力の取シ扱いにも適し得るようにしたものであ
る。
リガ・光クエンチ静電誘導サイリスタをスイッチング素
子として用い、該サイリスタにＡ／ルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリガパルス及び光クエンナノ９ルス
を照射して所定の電力変換動作を行なわせるようにする
ことによシ、簡易な構成で、しかも高速動作が可能であ
シ、大電力の取シ扱いにも適し得るようにしたものであ
る。
以下、この発明の一実施例を説明するに先立ち、この発
明に使用される光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリス
タ（以下ＬＴＱＳＩサイリスタという）について説明す
る。すなわち、このＬＴＱＳＩサイリスタは、光による
ターンオン及びターンオフが可能なもので、光直接トリ
ガまたは光間接トリガが可能な静電誘導サイリスタのダ
ート領域に光感応素子を接続して構成されるものである
。そして、この光感応素子とじては、静電誘導サイリス
タに外部接続または集積化接続されるもので、光増幅度
が高く、高速な応答特性を有するものが望ましく、例え
ば静電誘導フォトトランジスタ等が使用される。
明に使用される光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリス
タ（以下ＬＴＱＳＩサイリスタという）について説明す
る。すなわち、このＬＴＱＳＩサイリスタは、光による
ターンオン及びターンオフが可能なもので、光直接トリ
ガまたは光間接トリガが可能な静電誘導サイリスタのダ
ート領域に光感応素子を接続して構成されるものである
。そして、この光感応素子とじては、静電誘導サイリス
タに外部接続または集積化接続されるもので、光増幅度
が高く、高速な応答特性を有するものが望ましく、例え
ば静電誘導フォトトランジスタ等が使用される。
ここで、第１９図（、）は、単一ダート構造のＬＴＱＳ
Ｉサイリスタの集積化された構造を示すものである。す
なわち、図中１１は、！１″″高抵抗半導体領域で、そ
の図中下面及び上面には、ｐ＋アノード領域１２及びｐ
＋ダート領域１３がそれぞれ形成されている。このうち
、ｐ＋アノード領域１２には、ＬＴＱＳＩサイリスタの
アノード端子１４が接続されている。また、上記ｐｒ−
）領域１３は、ＬＴＱＳＩサイリスタの第１ゲート領域
となるとともに、静電誘導フォトトランジスタ（以下５
ＩＦＴという）１５のソース領域となりている。
Ｉサイリスタの集積化された構造を示すものである。す
なわち、図中１１は、！１″″高抵抗半導体領域で、そ
の図中下面及び上面には、ｐ＋アノード領域１２及びｐ
＋ダート領域１３がそれぞれ形成されている。このうち
、ｐ＋アノード領域１２には、ＬＴＱＳＩサイリスタの
アノード端子１４が接続されている。また、上記ｐｒ−
）領域１３は、ＬＴＱＳＩサイリスタの第１ゲート領域
となるとともに、静電誘導フォトトランジスタ（以下５
ＩＦＴという）１５のソース領域となりている。
そして、上記ｐ＋ダート領域１３上には、ｎ−高抵抗エ
ピタキシャル領域１６が形成されている。このｎ−高抵
抗エピタキシャル領域１６には、ｎ＋カソード領域１７
が形成されてお）、該ｎ＋カソード領域１７には、ＬＴ
ＱＳＩサイリスタのカソード端子１８が接続されている
。
ピタキシャル領域１６が形成されている。このｎ−高抵
抗エピタキシャル領域１６には、ｎ＋カソード領域１７
が形成されてお）、該ｎ＋カソード領域１７には、ＬＴ
ＱＳＩサイリスタのカソード端子１８が接続されている
。
また、上記ｐ＋ダート領域１３上には、５ＩＦＴ１５を
構成するチャネル領域１９が形成されている。このチャ
ネル領域１９は、上記ｎ−高抵抗エビタキシャル領域１
６と同時に形成されるものである。ここで、上記５ＩＰ
ＴＺ５は、チャネル領域１９がｎ一層として形成された
場合パンチングスルーバイポーラフォトトランジスタと
して構成され、チャネル領域１９がｐ一層として形成さ
れた場合ｐチャネルの５ＩＰＴとして構成されるもので
、どちらの場合でも略同等の機能を有するトランジスタ
が構成されるものでちる。
構成するチャネル領域１９が形成されている。このチャ
ネル領域１９は、上記ｎ−高抵抗エビタキシャル領域１
６と同時に形成されるものである。ここで、上記５ＩＰ
ＴＺ５は、チャネル領域１９がｎ一層として形成された
場合パンチングスルーバイポーラフォトトランジスタと
して構成され、チャネル領域１９がｐ一層として形成さ
れた場合ｐチャネルの５ＩＰＴとして構成されるもので
、どちらの場合でも略同等の機能を有するトランジスタ
が構成されるものでちる。
そして、上記チャネル領域１９には、ｎゲート（ペース
）領域２０が形成され、とのｎダート（ペース）領域２
０はダート（ペース）電極２１を介して、ダート（ペー
ス）端子２２に接続されている。また、上記チャネル領
域１９には、ｐ＋ドレイン（コレクタ）領域２３が形成
されておシ、このｐ＋ドレイン（コレクタ）領域２３は
ドレイン（コレクタ）電極２４を介して、ドレイン（コ
レクタ）端子２５に接続されている。
）領域２０が形成され、とのｎダート（ペース）領域２
０はダート（ペース）電極２１を介して、ダート（ペー
ス）端子２２に接続されている。また、上記チャネル領
域１９には、ｐ＋ドレイン（コレクタ）領域２３が形成
されておシ、このｐ＋ドレイン（コレクタ）領域２３は
ドレイン（コレクタ）電極２４を介して、ドレイン（コ
レクタ）端子２５に接続されている。
上記のように構成された単一ダート構造のＬＴＱＳＩサ
イリスタは、光直接トリガ方式のＬＴＱＳＩサイリスタ
であって、今、図示矢印のように光トリＩノぐルスＬＴ
が照射されると、ｎ″″高抵抗半導体領域１１内に電子
−正孔対が生成される。このうち、生成された正孔は、
ｐゲート領域１３に蓄積されて、該ｐ＋ダート領域１３
のダート電位上昇を引き起こす。一方、上記生成された
電子は、ｐ＋アノード領域１２とｎ−高抵抗半導体領域
１１との接合部分に蓄積され、ｐ＋７ノード領域１２か
らｎ−高抵抗半導体領域１１内への正孔注入を引き起こ
す。そして、とのｎ−高抵抗半導体領域１１内に注入さ
れた正孔は上記ｐ＋ｙ−）領域１３に蓄積されるように
なる。
イリスタは、光直接トリガ方式のＬＴＱＳＩサイリスタ
であって、今、図示矢印のように光トリＩノぐルスＬＴ
が照射されると、ｎ″″高抵抗半導体領域１１内に電子
−正孔対が生成される。このうち、生成された正孔は、
ｐゲート領域１３に蓄積されて、該ｐ＋ダート領域１３
のダート電位上昇を引き起こす。一方、上記生成された
電子は、ｐ＋アノード領域１２とｎ−高抵抗半導体領域
１１との接合部分に蓄積され、ｐ＋７ノード領域１２か
らｎ−高抵抗半導体領域１１内への正孔注入を引き起こ
す。そして、とのｎ−高抵抗半導体領域１１内に注入さ
れた正孔は上記ｐ＋ｙ−）領域１３に蓄積されるように
なる。
このため、ｐ＋ダート領域１３の電位が順次上昇し、所
定のしきい値レベルを超えたとき、ＬＴＱＳＩサイリス
タがターンオン状態となるものである。
定のしきい値レベルを超えたとき、ＬＴＱＳＩサイリス
タがターンオン状態となるものである。
そして、上記のようにＬＴＱＳＩサイリスタがターンオ
ン状態にちる場合、ｐ＋アノード領域１２からの正孔電
流は、ｎ″″高抵抗半導体領域１１、ｐダート領域１３
及びｎ−高抵抗エピタキシャル領域１６を介して、ｎ＋
カソード領域１７に流入し続けている。また、上記ユ＋
カン一ト・領域１７からの電子電流は、ｎ″″高抵抗エ
ピタキシャル領域１６．ｐ＋ダート領域１３及びｎ−高
抵抗半導体領域１１を介して、ｐ＋アノード領域１２に
流入し続けている。そして、このとき上記５ＩＰＴＪ
５は、オフ状態となっている。
ン状態にちる場合、ｐ＋アノード領域１２からの正孔電
流は、ｎ″″高抵抗半導体領域１１、ｐダート領域１３
及びｎ−高抵抗エピタキシャル領域１６を介して、ｎ＋
カソード領域１７に流入し続けている。また、上記ユ＋
カン一ト・領域１７からの電子電流は、ｎ″″高抵抗エ
ピタキシャル領域１６．ｐ＋ダート領域１３及びｎ−高
抵抗半導体領域１１を介して、ｐ＋アノード領域１２に
流入し続けている。そして、このとき上記５ＩＰＴＪ
５は、オフ状態となっている。
このよりなＬＴＱＳＩサイリスタのターンオン状態にお
いて、上記５ＩＰＴＪ ５に図示矢印のように光クエン
チパルスＬＱが照射されると、ｎ−またはｐ−のチャネ
ル領域１９内に電子−正孔対が生成される。このうち、
生成された電子は、ｎ＋ダート（ペース）領域２０に蓄
積され、該ｎ＋ダート（ペース）領域２０の電位変化を
引き起こす。すると、このｎゲート（ペース）領域２０
の電位変化に応じて、ｐゲート領域１３とｐ ドレイン
（コレクタ）領域２３との間に導通チャネルが形成され
、先にターンオン状態においてｐゲート領域１３に蓄積
されていた正孔が上記導通チャネルを介してｐ＋ドレイ
ン（コレクタ）領域２３に流出するようになる。
いて、上記５ＩＰＴＪ ５に図示矢印のように光クエン
チパルスＬＱが照射されると、ｎ−またはｐ−のチャネ
ル領域１９内に電子−正孔対が生成される。このうち、
生成された電子は、ｎ＋ダート（ペース）領域２０に蓄
積され、該ｎ＋ダート（ペース）領域２０の電位変化を
引き起こす。すると、このｎゲート（ペース）領域２０
の電位変化に応じて、ｐゲート領域１３とｐ ドレイン
（コレクタ）領域２３との間に導通チャネルが形成され
、先にターンオン状態においてｐゲート領域１３に蓄積
されていた正孔が上記導通チャネルを介してｐ＋ドレイ
ン（コレクタ）領域２３に流出するようになる。
このため、上記ドレイン（コレクタ）端子２５に負電圧
を印加すれば、’ｐ＋５” ）領域１３に蓄積されて
いる正孔及びｐ＋アノード領域１２から注入される正孔
を、非常に速くドレイン（コレクタ）端子２５を介して
引き抜くことができ、このとき同時にｐ＋ダート領域１
３の電位もＬＴＱＳＩサイリスタをターンオフさせるの
に必要なレベルまで上昇し、ｎ＋カンード領域１７から
の電子注入を阻止するようになシ、ここにＬＴＱＳＩサ
イリスタがターンオフ状態に移行されるものである。
を印加すれば、’ｐ＋５” ）領域１３に蓄積されて
いる正孔及びｐ＋アノード領域１２から注入される正孔
を、非常に速くドレイン（コレクタ）端子２５を介して
引き抜くことができ、このとき同時にｐ＋ダート領域１
３の電位もＬＴＱＳＩサイリスタをターンオフさせるの
に必要なレベルまで上昇し、ｎ＋カンード領域１７から
の電子注入を阻止するようになシ、ここにＬＴＱＳＩサ
イリスタがターンオフ状態に移行されるものである。
なお、上記ドレイン（コレクタ）端子２５に印加する電
圧は、０レベルでもよいが、高速にターンオフさせるた
めには、上述したように負電圧の方が望ましいものであ
る。
圧は、０レベルでもよいが、高速にターンオフさせるた
めには、上述したように負電圧の方が望ましいものであ
る。
次に、第１９図（ｂ）は、ダブルゲート構造のＬＴＱＳ
Ｉサイリスタの集積化された構成を示すもので、単一ダ
ート構造のものと同一部分には同一記号を付して示して
いる。すなわち、前記ｐアノード領域１２の前面のｎ″
″高抵抗半導体領域１１内に、ｎ” ｆ −）領域２６
が埋め込まれている点が、単一ダート構造のものと異な
る部分である。
Ｉサイリスタの集積化された構成を示すもので、単一ダ
ート構造のものと同一部分には同一記号を付して示して
いる。すなわち、前記ｐアノード領域１２の前面のｎ″
″高抵抗半導体領域１１内に、ｎ” ｆ −）領域２６
が埋め込まれている点が、単一ダート構造のものと異な
る部分である。
このような構造によれば、光トリガ・９ルスＬＴが照射
されたとき、ｎ−高抵抗半導体領域１１内に生成された
電子は、ｎ＋ダート領域２６に蓄積されるので、ｐ＋ア
ノード領域１２からｐ＋？−）領域１３への正孔の注入
効率が、単一ダート構造のものに比して非常に高くなる
ものである。
されたとき、ｎ−高抵抗半導体領域１１内に生成された
電子は、ｎ＋ダート領域２６に蓄積されるので、ｐ＋ア
ノード領域１２からｐ＋？−）領域１３への正孔の注入
効率が、単一ダート構造のものに比して非常に高くなる
ものである。
ここで、上記単一ダート構造及びダブルダート構造のＬ
ＴＱＳＩサイリスタにおいて、ｐ＋ダート領域１３及び
ｎ−チャネル領域２７で形成される静電誘導トランジス
タ（以下ＳＩＴという）ダート構造、あるいはｎダート
領域２６及びｎ−ペース領域２８で形成されるＳＩＴゲ
ート構造と同程度の動作を行なう・ノ母ンチングスルー
パイポーラベース構造の持つ光増幅度は、光強度が弱い
ほど高くなるという特長を持ち、従来の光トリガサイリ
スタにおけるバイポーラペース構造の持つ光トリガ感度
に比して約２桁は高いものである。すなわち、ＬＴＱＳ
Ｉサイリスタの光トリガ感度は、従来の光トリガサイリ
スタに比して高く、ターンオンに要する時間を短かくす
ることができ、高速ターンオンを行なうことができるも
のである。
ＴＱＳＩサイリスタにおいて、ｐ＋ダート領域１３及び
ｎ−チャネル領域２７で形成される静電誘導トランジス
タ（以下ＳＩＴという）ダート構造、あるいはｎダート
領域２６及びｎ−ペース領域２８で形成されるＳＩＴゲ
ート構造と同程度の動作を行なう・ノ母ンチングスルー
パイポーラベース構造の持つ光増幅度は、光強度が弱い
ほど高くなるという特長を持ち、従来の光トリガサイリ
スタにおけるバイポーラペース構造の持つ光トリガ感度
に比して約２桁は高いものである。すなわち、ＬＴＱＳ
Ｉサイリスタの光トリガ感度は、従来の光トリガサイリ
スタに比して高く、ターンオンに要する時間を短かくす
ることができ、高速ターンオンを行なうことができるも
のである。
また、単一ダート構造の場合には、ｐ＋７ノード領域１
２の近傍に蓄積される電子が、ｐ＋アノード領域１２の
正孔との再結合で消失するためターンオフ時にティルミ
流が発生する。ところが、ダブルゲート構造の場合には
、ｎ＋ダート領域２６に電子が蓄積されるので、例えば
ｎ＋ゲート領域２６に図示しない端子を接続し、この端
子と前記アノード端子１４とにｐ＋ダート領域１３に集
積化接続されている５ＩＰＴＩ ５と同様な構成のｎチ
ャネルの５ＩＦＴ（図示せず）を接続し、光クエンチパ
ルスＬＱを同時に照射するようにすれば、ｎ＋ダート領
域２６に蓄積された電子も引き抜くことができ、よシ高
速なターンオフを行なうことができる。この場合、単一
ダート構造で発生したティルミ流成分は、発生しない。
２の近傍に蓄積される電子が、ｐ＋アノード領域１２の
正孔との再結合で消失するためターンオフ時にティルミ
流が発生する。ところが、ダブルゲート構造の場合には
、ｎ＋ダート領域２６に電子が蓄積されるので、例えば
ｎ＋ゲート領域２６に図示しない端子を接続し、この端
子と前記アノード端子１４とにｐ＋ダート領域１３に集
積化接続されている５ＩＰＴＩ ５と同様な構成のｎチ
ャネルの５ＩＦＴ（図示せず）を接続し、光クエンチパ
ルスＬＱを同時に照射するようにすれば、ｎ＋ダート領
域２６に蓄積された電子も引き抜くことができ、よシ高
速なターンオフを行なうことができる。この場合、単一
ダート構造で発生したティルミ流成分は、発生しない。
以上に、ＬＴＱＳＩサイリスタの構造及びその動作につ
いて説明したが、サイリスタ部分のダート構造は埋め込
みｙ−ト構造に限らず、切シ込みダート構造や平面ゲー
ト構造であってもよいことはもちろんである。また、光
クエンチ用の光感応素子としては、光に感応するもので
あればよく、光増幅度を高めるために増幅ダート構造に
する等の工夫を施すようにしてもよいものである。
いて説明したが、サイリスタ部分のダート構造は埋め込
みｙ−ト構造に限らず、切シ込みダート構造や平面ゲー
ト構造であってもよいことはもちろんである。また、光
クエンチ用の光感応素子としては、光に感応するもので
あればよく、光増幅度を高めるために増幅ダート構造に
する等の工夫を施すようにしてもよいものである。
ここで、２５００Ｖ −３００Ａり７スｆ）単一１”−
ト形ＳＩＴをデユーティサイクル５０％で動作させた場
合のスイッチング損失を実験によシ求めると、ターンオ
ン及びターンオフのスイッチング損失の和は、０．２〜
０．３ Ｊ／パルスとなる。
ト形ＳＩＴをデユーティサイクル５０％で動作させた場
合のスイッチング損失を実験によシ求めると、ターンオ
ン及びターンオフのスイッチング損失の和は、０．２〜
０．３ Ｊ／パルスとなる。
そして、このときの順方向電圧降下は、３００Ａのとき
で１．７２ Ｖとなっている。このため、単−ｒ−）形
ＳＩＴの直流から交流への変換効率ηは、−次近似とし
て、 となる。ただし、ｆはスイッチング動作周波数である。
で１．７２ Ｖとなっている。このため、単−ｒ−）形
ＳＩＴの直流から交流への変換効率ηは、−次近似とし
て、 となる。ただし、ｆはスイッチング動作周波数である。
そして、ｆが６０ Ｈｚのとき、ηは９９．９チ以上で
あシ、ｆが１１ｋＨＳのとき、ηは９９チと非常に高い
ことがわかる。
あシ、ｆが１１ｋＨＳのとき、ηは９９チと非常に高い
ことがわかる。
したがりて、２５００Ｖ−３００Ａクラスノ単一ダート
形ＳＩＴは、動作周波数ｆが１ＱｋＨｚ程度までは９９
チ以上の電力変換効率ηを有している。このため、ダブ
ルゲート形構造を導入すれば、スイッチング損失がさら
に低下して０．０２〜０．０３Ｊ／ノ臂ルスとなシ、こ
のとき電力変換効率ηは動作周波数ｆが１００ ｋＨｚ
程度まで９９チを保持することができるようになる。
形ＳＩＴは、動作周波数ｆが１ＱｋＨｚ程度までは９９
チ以上の電力変換効率ηを有している。このため、ダブ
ルゲート形構造を導入すれば、スイッチング損失がさら
に低下して０．０２〜０．０３Ｊ／ノ臂ルスとなシ、こ
のとき電力変換効率ηは動作周波数ｆが１００ ｋＨｚ
程度まで９９チを保持することができるようになる。
そして、上記ＬＴＱＳＩサイリスタは、上述したように
高い周波数で動作するＳＩＴのスイッチングを電気的に
行なうことに代えて、前記光トリガパルスＬＴ及び光ク
エンチＡｌシスＬＱを用いて光によってスイッチング動
作を行なわせようとしているものであシ、ターンオン及
びターンオフに要する時間が短く高速動作が可能で、高
い周波数領域まで高い電力変換効率を保持し得るもので
ある。
高い周波数で動作するＳＩＴのスイッチングを電気的に
行なうことに代えて、前記光トリガパルスＬＴ及び光ク
エンチＡｌシスＬＱを用いて光によってスイッチング動
作を行なわせようとしているものであシ、ターンオン及
びターンオフに要する時間が短く高速動作が可能で、高
い周波数領域まで高い電力変換効率を保持し得るもので
ある。
ここで、第２０図（ａ） ｅ （ｂ）は、上記ＬＴＱＳ
Ｉサイリスタの光トリが特性及び光クエンチ特性をそれ
ぞれ示すものである。まず、第２０図（、）は゛光トリ
ガパルスＬＴを照射したときにおけるターンオン遅延時
間Ｔｄｏｎと光トリガパワーＰＬＴとの関係を示すもの
である。この場合、アノード電流はＩＡで、アノード−
カソード間印加電圧を １ ０ ０ Ｖ （） 、
２ ０ ０ Ｖ （◇）、３００Ｖ（ロ）。
Ｉサイリスタの光トリが特性及び光クエンチ特性をそれ
ぞれ示すものである。まず、第２０図（、）は゛光トリ
ガパルスＬＴを照射したときにおけるターンオン遅延時
間Ｔｄｏｎと光トリガパワーＰＬＴとの関係を示すもの
である。この場合、アノード電流はＩＡで、アノード−
カソード間印加電圧を １ ０ ０ Ｖ （） 、
２ ０ ０ Ｖ （◇）、３００Ｖ（ロ）。
４００ Ｖ （Δ） 、 ５００ Ｖ （０）に変化さ
せた状態を示している。そして、グループＡは光直接ト
リガの場合で、グループＢ、Ｃは光間液トリガの場合を
示している。
せた状態を示している。そして、グループＡは光直接ト
リガの場合で、グループＢ、Ｃは光間液トリガの場合を
示している。
また、第２０図（ｂ）は、光クエンチパルスＬＱを照射
したときにおけるターンオフ遅延時間Ｔｄｏｆｆと光ク
エンチパワーＰＬ、との関係を示すものである。この場
合、アノード電流及びアノード−カソード間印加電圧は
上記と同様であシ、グループＤとＥとが５ＩＰＴを変え
たときの光直接クエンチの場合で、グループＦ、Ｇが光
間液クエンチの場合を示している。
したときにおけるターンオフ遅延時間Ｔｄｏｆｆと光ク
エンチパワーＰＬ、との関係を示すものである。この場
合、アノード電流及びアノード−カソード間印加電圧は
上記と同様であシ、グループＤとＥとが５ＩＰＴを変え
たときの光直接クエンチの場合で、グループＦ、Ｇが光
間液クエンチの場合を示している。
すなわち、いずれの場合であっても、アノード電流がＩ
Ａで、アノード−カソード間印加電圧が数百７台であシ
、しかも光パワーが１０μＷ〜数百μＷという非常に弱
いものであるにもかかわらず、ターンオン遅延時間Ｔｄ
ｏユ及びターンオフ遅延時間Ｔｄｏｆｆがともに約１μ
Ｓという短いオーダー内に収まりていることがわかるも
のである。
Ａで、アノード−カソード間印加電圧が数百７台であシ
、しかも光パワーが１０μＷ〜数百μＷという非常に弱
いものであるにもかかわらず、ターンオン遅延時間Ｔｄ
ｏユ及びターンオフ遅延時間Ｔｄｏｆｆがともに約１μ
Ｓという短いオーダー内に収まりていることがわかるも
のである。
ここで、第２１図は、光クエンチ用の光感応素子として
ｐチャネルの５ＩＰＴを用いたＬＴＱＳ Ｉサイリスタ
の回路表現を示すものである。すなわち１図中２９は光
トリガ用のＳＩサイリスタであシ、光トリガパルスＬＴ
によって直接トリガされる。また、図中３０は光クエン
チ用のｐチャネル５ＩＦＴであシ、光クエンチノ母ルス
ＬＱによって導通状態となされ、ＳＩサイリスタ２９の
ゲート３１に蓄積された正孔及びアノードからの正孔電
流を引き出すことによシ、ＳＩサイリスタ２９をターン
オフ状態となす作用を行なう。なお、図中３２はアノー
ド端子であυ３３はカソード端子であシ、３４は５ＩＰ
ＴＪ Ｏのドレイン端子で；４１）、ｓｓは５ＩＰＴＪ
Ｏのダート端子である。
ｐチャネルの５ＩＰＴを用いたＬＴＱＳ Ｉサイリスタ
の回路表現を示すものである。すなわち１図中２９は光
トリガ用のＳＩサイリスタであシ、光トリガパルスＬＴ
によって直接トリガされる。また、図中３０は光クエン
チ用のｐチャネル５ＩＦＴであシ、光クエンチノ母ルス
ＬＱによって導通状態となされ、ＳＩサイリスタ２９の
ゲート３１に蓄積された正孔及びアノードからの正孔電
流を引き出すことによシ、ＳＩサイリスタ２９をターン
オフ状態となす作用を行なう。なお、図中３２はアノー
ド端子であυ３３はカソード端子であシ、３４は５ＩＰ
ＴＪ Ｏのドレイン端子で；４１）、ｓｓは５ＩＰＴＪ
Ｏのダート端子である。
この場合、上記５ＸＰＴ３０のドレイン端子３４は、カ
ソード端子３３と共通の電位を与えるようにしてもよい
が、負バイアス電圧を与えるようにすれば、正孔をより
速く引き出すことができ、高速なターンオフを行なうこ
とができる。また、上記ＳＩサイリスタ２９を直接光ト
リガする代わシに、トリガ用の５ＩＰＴを別個に設けて
、増幅ｒ−トトリガを行なうこともてきる。さらに、上
記５ＩＰＴＪ Ｏに直接光照射する代わシに、トリガ用
の５ＩＰＴを別個に設けて、間接的に増幅ｒ−）トリガ
するようにしてもよいことはもちろんである。
ソード端子３３と共通の電位を与えるようにしてもよい
が、負バイアス電圧を与えるようにすれば、正孔をより
速く引き出すことができ、高速なターンオフを行なうこ
とができる。また、上記ＳＩサイリスタ２９を直接光ト
リガする代わシに、トリガ用の５ＩＰＴを別個に設けて
、増幅ｒ−トトリガを行なうこともてきる。さらに、上
記５ＩＰＴＪ Ｏに直接光照射する代わシに、トリガ用
の５ＩＰＴを別個に設けて、間接的に増幅ｒ−）トリガ
するようにしてもよいことはもちろんである。
そして、この発明は、上記のように光制御によって高速
スイッチング動作を行なうＬＴＱＳＩサイリスタをスイ
ッチング素子として使用し、該ＬＴＱＳＩサイリスタに
パルス幅変調に対応したタイミングで光トリＩノぐルス
ＬＴ及び光クエンチパルスＬＱを照射して所定の電力変
換動作を行なわせるようにしたことに特徴を有するもの
である。
スイッチング動作を行なうＬＴＱＳＩサイリスタをスイ
ッチング素子として使用し、該ＬＴＱＳＩサイリスタに
パルス幅変調に対応したタイミングで光トリＩノぐルス
ＬＴ及び光クエンチパルスＬＱを照射して所定の電力変
換動作を行なわせるようにしたことに特徴を有するもの
である。
以下、上記のようなＬＴＱＳＩサイリスタを使用した、
この発明の実施例について図面を参照して詳細に説明す
る。
この発明の実施例について図面を参照して詳細に説明す
る。
まず、第１図は、ＬＴＱＳＩサイリスタを含む、単相の
直流−交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ、〜Ｓ４はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、そ
れぞれ光トリガパルスＬＴ、〜Ｉ、’ｒ、 及Ｕ光クエ
ンチパルスＬＱ１〜ＬＱ４が照射されることによシ、前
述したように、スイッチング動作を行々うものでおる。
直流−交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ、〜Ｓ４はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、そ
れぞれ光トリガパルスＬＴ、〜Ｉ、’ｒ、 及Ｕ光クエ
ンチパルスＬＱ１〜ＬＱ４が照射されることによシ、前
述したように、スイッチング動作を行々うものでおる。
また、直流電源系統から送出される直流電圧Ｅを、定電
圧源３６で示している。さらに、出力交流電圧ｅ０は、
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１ 、Ｓ！の接続点に接続され
た端子３７と、ＬＴＱＳＩサイリスタ５８ｐＳ４の接続
点に接続された端子３８との間から取シ出されるもので
ある。
圧源３６で示している。さらに、出力交流電圧ｅ０は、
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１ 、Ｓ！の接続点に接続され
た端子３７と、ＬＴＱＳＩサイリスタ５８ｐＳ４の接続
点に接続された端子３８との間から取シ出されるもので
ある。
ここで、第２図は、上記ＬＴＱＳＩサイリスタＳＡ＋８
４のスイッチング制御を行なうためのパルス幅変調部の
レベル比較器でちる。
４のスイッチング制御を行なうためのパルス幅変調部の
レベル比較器でちる。
このレベル比較器３９の非反転入力端子４０には、上記
端子３７．３８間から出力すべき出力信号ｅａの周波数
ｆｏ と同じ周波数を有する正弦波の絶対値信号が供給
される。また、レベル比較器３９：Ｇ反転入力端子４１
には、上記正弦波の絶対値信号よシも高い周波数１０を
有するキャリア三角波信号が供給されるものである。
端子３７．３８間から出力すべき出力信号ｅａの周波数
ｆｏ と同じ周波数を有する正弦波の絶対値信号が供給
される。また、レベル比較器３９：Ｇ反転入力端子４１
には、上記正弦波の絶対値信号よシも高い周波数１０を
有するキャリア三角波信号が供給されるものである。
すなわち、第３図（、）に示すような正弦波の絶対値信
号及びキャリア三角波信号がレベル比較器３９の非反転
及び反転入力端子４０．４１に供給されると、レベル比
較器３９の出力端子４２からは、第３図（ｂ）に示すよ
うな／４ルス幅変調信号が出力されることになる。
号及びキャリア三角波信号がレベル比較器３９の非反転
及び反転入力端子４０．４１に供給されると、レベル比
較器３９の出力端子４２からは、第３図（ｂ）に示すよ
うな／４ルス幅変調信号が出力されることになる。
ここにおいて、第３図（ｃ）は、上記各ＬＴＱＳＩサイ
リスタＳ１〜Ｓ４をスイッチング動作させるタイミング
関係を示すもので、Ｌレベルがターンオフ状ｇ、Ｈレベ
ルがターンオン状態を示している。すなわち、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ１゜Ｓ８は、上記正弦波信号の半周期毎
に相反してスイッチング制御される。また、ＬＴＱＳＩ
サイリスタＳｓは、上記レベル比較器３９の出力信号（
第３図（ｂ）参照）に対応してスイッチング制御され、
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４はＬＴＱＳＩサイリスタＳ、
と逆にスイッチング制御される。
リスタＳ１〜Ｓ４をスイッチング動作させるタイミング
関係を示すもので、Ｌレベルがターンオフ状ｇ、Ｈレベ
ルがターンオン状態を示している。すなわち、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ１゜Ｓ８は、上記正弦波信号の半周期毎
に相反してスイッチング制御される。また、ＬＴＱＳＩ
サイリスタＳｓは、上記レベル比較器３９の出力信号（
第３図（ｂ）参照）に対応してスイッチング制御され、
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４はＬＴＱＳＩサイリスタＳ、
と逆にスイッチング制御される。
ここで、第３図（、）に示す各タイミング波形は、ノ臂
ルス幅変調に対応していることになる。
ルス幅変調に対応していることになる。
そして、第３図（ｄ）は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳｌ＊
Ｓ４を第３図（、）に示したタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ３
、Ｓ４に照射する光トリガ・ぐルスＬＴ、、ＬＴ、
及び光クエンチノクルスＬＱｓｔＬＱ４の照射タイミン
グを示している。すなわち、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、
に照射する光トリガ・クルスＬＴ、は、第３図（、）の
Ｓ、に示すタイミング波形の立上シに対応する部分で発
生させ光クエンチ／ぐルスＬ Ｑ ａは第３図（ｃ）の
Ｓ、に示すタイミング波形の立下シに対応する部分で発
生させるように制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリ
スタＳ３を第３図（ｃ）のＳ、に示すタイミング通〕に
スイッチング制御することができるものである。
Ｓ４を第３図（、）に示したタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ３
、Ｓ４に照射する光トリガ・ぐルスＬＴ、、ＬＴ、
及び光クエンチノクルスＬＱｓｔＬＱ４の照射タイミン
グを示している。すなわち、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、
に照射する光トリガ・クルスＬＴ、は、第３図（、）の
Ｓ、に示すタイミング波形の立上シに対応する部分で発
生させ光クエンチ／ぐルスＬ Ｑ ａは第３図（ｃ）の
Ｓ、に示すタイミング波形の立下シに対応する部分で発
生させるように制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリ
スタＳ３を第３図（ｃ）のＳ、に示すタイミング通〕に
スイッチング制御することができるものである。
また、同様に、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ番に照射する光
トリガパルスＬＴ４は、８３図（ｃ）のＳ、に示すタイ
ミング波形の立上シに対応する部分で発生させ、光クエ
ンチパルスＬ Ｑ ４は第３図（、）のＳ、に示すタイ
ミング波形の立下シに対応する部分で発生させるように
制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４を第３
図（ｅ）のＳ、に示すタイミング通シにスイッチング制
御することができるものである。
トリガパルスＬＴ４は、８３図（ｃ）のＳ、に示すタイ
ミング波形の立上シに対応する部分で発生させ、光クエ
ンチパルスＬ Ｑ ４は第３図（、）のＳ、に示すタイ
ミング波形の立下シに対応する部分で発生させるように
制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４を第３
図（ｅ）のＳ、に示すタイミング通シにスイッチング制
御することができるものである。
さらに、第３図に図示し２ていないが、ＬＴＱＳＩサイ
リスタＳ１ 、Ｓ、にそれぞれ照射する光ト！ｊ Ｗ
” ルスＬ Ｔ １ ｐ Ｌ Ｔ ！ 及ヒ光りエン
チノＪ？ルスＬＱｌ ＋ＬＱ１は、第３図（ｃ）の８
１ 、Ｓ、に示すタイミング波形の立下）に対応する部
分で発生させるように制御することによジ、ＬＴＱ８
ＩサイリスタＳ１＃Ｓｌを第３図（ｃ）の５１ｒＳ！に
示すタイミング通シにスイッチング制御するととができ
るものである。
リスタＳ１ 、Ｓ、にそれぞれ照射する光ト！ｊ Ｗ
” ルスＬ Ｔ １ ｐ Ｌ Ｔ ！ 及ヒ光りエン
チノＪ？ルスＬＱｌ ＋ＬＱ１は、第３図（ｃ）の８
１ 、Ｓ、に示すタイミング波形の立下）に対応する部
分で発生させるように制御することによジ、ＬＴＱ８
ＩサイリスタＳ１＃Ｓｌを第３図（ｃ）の５１ｒＳ！に
示すタイミング通シにスイッチング制御するととができ
るものである。
ここで、上記のようなタイミング関係で発生される光ト
リＩノぐルスＬＴ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ
、〜ＬＱ、は、それぞれ例えば光フアイバケーブル等の
光伝送媒体を介して、各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ
４に照射される。
リＩノぐルスＬＴ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ
、〜ＬＱ、は、それぞれ例えば光フアイバケーブル等の
光伝送媒体を介して、各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ
４に照射される。
この場合、光源としては、例えば発光ダイオード、半導
体レーザまたはラング等が使用される。
体レーザまたはラング等が使用される。
そして、照射すべき光強度としては、第２０図（、）
、 （ｂ）でも示したように、光トリガ用として数μＷ
〜数百μＷ１光クエンチ用として数十μＷ〜数ｆｆ１Ｗ
程度の値でよい。
、 （ｂ）でも示したように、光トリガ用として数μＷ
〜数百μＷ１光クエンチ用として数十μＷ〜数ｆｆ１Ｗ
程度の値でよい。
上記のようなタイミング関係で光トリガ／４ルスＬＴ１
〜ＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱ１〜ＬＱ４を各ＬＴ
ＱＳＩｔイリスタｓ１〜ｓ４にそれぞれ照射するととＫ
よ）、前記端子３７゜３８間には、第３図（、）に示す
ようなパルス幅変調を受けた出力ｅＯが発生される。こ
の出力ｅ０・の波高値は、前記定電圧源３６の出力電圧
Ｅと等しくなりている。そして、この出力の平均値は、
第３図（ｆ）に示すような低次高調波を含まない交流電
力を得ることができ、ここに直流−交流変換が行なわれ
るものである。
〜ＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱ１〜ＬＱ４を各ＬＴ
ＱＳＩｔイリスタｓ１〜ｓ４にそれぞれ照射するととＫ
よ）、前記端子３７゜３８間には、第３図（、）に示す
ようなパルス幅変調を受けた出力ｅＯが発生される。こ
の出力ｅ０・の波高値は、前記定電圧源３６の出力電圧
Ｅと等しくなりている。そして、この出力の平均値は、
第３図（ｆ）に示すような低次高調波を含まない交流電
力を得ることができ、ここに直流−交流変換が行なわれ
るものである。
この場合、前述したように、出力交流信号の周波数は、
前記レベル比較器３９の非反転入力端子４０に供給する
正弦波の絶対値信号の周波数ｆ。によつて決定されるこ
とになる。そしてこの周波数ｆ０は、従来のように通常
の商用電源周波数（５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ）に限らず、前
述したＬＴＱＳＩサイリスタのスイッチング動作周波数
（例えば１０ ｋＨｚ〜１００ ｋＨｚ ）近くまで高
ぐすることができ、このような周波数帯においても高効
率の電力変換を行うことができる。
前記レベル比較器３９の非反転入力端子４０に供給する
正弦波の絶対値信号の周波数ｆ。によつて決定されるこ
とになる。そしてこの周波数ｆ０は、従来のように通常
の商用電源周波数（５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ）に限らず、前
述したＬＴＱＳＩサイリスタのスイッチング動作周波数
（例えば１０ ｋＨｚ〜１００ ｋＨｚ ）近くまで高
ぐすることができ、このような周波数帯においても高効
率の電力変換を行うことができる。
次に、第４図は、ＬＴＱＳＩサイリスタを含む、三相の
直流−交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、そ
れぞれ光トリガ／４ルスＬＴ、〜Ｌ Ｔｓ 及Ｕ光りエ
ンチハルスＬＱ、〜ＬＱｓが照射されることによシ、ス
イッチング動作を行なうものである。また、図示しない
直流電源系統から送出される直流電圧Ｅを、定電圧源４
３で示している。さらに、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１と
Ｓ、との接続点は、出力Ｒ相信号の出力端子４４に接続
されている。また、ＬＴＱＳＩサイリスタＳｓとＳ、と
の接続点は、出力Ｓ相信号の出力端子４５に接続されて
いる。
直流−交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、そ
れぞれ光トリガ／４ルスＬＴ、〜Ｌ Ｔｓ 及Ｕ光りエ
ンチハルスＬＱ、〜ＬＱｓが照射されることによシ、ス
イッチング動作を行なうものである。また、図示しない
直流電源系統から送出される直流電圧Ｅを、定電圧源４
３で示している。さらに、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１と
Ｓ、との接続点は、出力Ｒ相信号の出力端子４４に接続
されている。また、ＬＴＱＳＩサイリスタＳｓとＳ、と
の接続点は、出力Ｓ相信号の出力端子４５に接続されて
いる。
そして、ＬＴＱ８ＩサイリスタＳ、とＳ・との接続点は
、出力Ｔ相信号の出力端子４６に接続されている。
、出力Ｔ相信号の出力端子４６に接続されている。
ここで、第５図は、−ｈ記り、’Ｉ’ＱＳＩサイリスタ
Ｓ、〜Ｓ−のスイッチング制御を行なうためのパルス幅
変調部を示すものである。すなわち、図中４７は三相交
流信号発生源であシ、Ｓ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号
を発生するものでおる。この三相交流信号発生源４７か
ら出力されるＳ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号は、それ
ぞれレベル比較器４８〜５０の各非反転入力端（＋）に
供給される。
Ｓ、〜Ｓ−のスイッチング制御を行なうためのパルス幅
変調部を示すものである。すなわち、図中４７は三相交
流信号発生源であシ、Ｓ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号
を発生するものでおる。この三相交流信号発生源４７か
ら出力されるＳ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号は、それ
ぞれレベル比較器４８〜５０の各非反転入力端（＋）に
供給される。
そして、上記レベル比較器４８〜５０の各反転入力端θ
には、キャリア三角波信号発生回路５１から出力される
キャリア三角波信号が供給されている。なお、キャリア
三角波信号発生回路５１から出力されるキャリア三角波
信号のオフセットは、定電圧源５２の出力電圧によって
調整される。
には、キャリア三角波信号発生回路５１から出力される
キャリア三角波信号が供給されている。なお、キャリア
三角波信号発生回路５１から出力されるキャリア三角波
信号のオフセットは、定電圧源５２の出力電圧によって
調整される。
ここで、今、第６図（、）に示すようなＳ相信号。
Ｓ相信号、Ｔ相信号及びキャリア三角波信号が三相交流
信号発生源４７及びキャリア三角波信号発生回路５１か
ら出力されたとすると、各レベル比較器４８〜５Ｑの出
力端子５３〜５５からは、第６図（ｂ） ＊ （ｃ）
、 （ｄ）に示すようなＲ′８パルス信号、Ｓ相パルス
信号及びＴ相ノＪ？ルス信号がそれぞれ出力されること
になる。
信号発生源４７及びキャリア三角波信号発生回路５１か
ら出力されたとすると、各レベル比較器４８〜５Ｑの出
力端子５３〜５５からは、第６図（ｂ） ＊ （ｃ）
、 （ｄ）に示すようなＲ′８パルス信号、Ｓ相パルス
信号及びＴ相ノＪ？ルス信号がそれぞれ出力されること
になる。
ここにおいて、第６図（ｂ）に示すＲ相ノ９ルス信号は
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１＊Ｓ１をスイッチング動作さ
せるタイミングを決定する信号であシ、第６図（Ｃ）に
示すＳ相ノクルス信号はＬＴＱＳＩサイリスタＪｔＳ４
をスイッチング動作させるタイミングを決定する信号
であシ、第６図（ｄ）に示すＴ相ノ臂ルス信号はＬＴＱ
ＳＩサイリスタ５ＳｙＳ＠をスイッチング動作させるタ
イミングを決定する信号である。そして、上記Ｒ相。
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１＊Ｓ１をスイッチング動作さ
せるタイミングを決定する信号であシ、第６図（Ｃ）に
示すＳ相ノクルス信号はＬＴＱＳＩサイリスタＪｔＳ４
をスイッチング動作させるタイミングを決定する信号
であシ、第６図（ｄ）に示すＴ相ノ臂ルス信号はＬＴＱ
ＳＩサイリスタ５ＳｙＳ＠をスイッチング動作させるタ
イミングを決定する信号である。そして、上記Ｒ相。
Ｓ相及びＴ相の各パルス信号は、パルス幅変調された信
号となっている。
号となっている。
すなわち、今、Ｒ相についてのみ説明するとＬＴＱＳＩ
サイリスタＳ１に照射する光トリガパルスＬ Ｔｓ 及
Ｕ光クエンチパルスＬＱ、は、第６図（、）に示すよう
に、Ｒ相ノ４ルス信号の立下り及び立下シにそれぞれ対
応するタイミングで発生させ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ
、に照射する光） リＪｆ ａ＃ルスＬ Ｔｚ 及Ｕ光
クエンチパルスＬＱｔは、第６図（ｆ）に示すように、
Ｒ相パルス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応する
タイミングで発生させるように制御されるものである。
サイリスタＳ１に照射する光トリガパルスＬ Ｔｓ 及
Ｕ光クエンチパルスＬＱ、は、第６図（、）に示すよう
に、Ｒ相ノ４ルス信号の立下り及び立下シにそれぞれ対
応するタイミングで発生させ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ
、に照射する光） リＪｆ ａ＃ルスＬ Ｔｚ 及Ｕ光
クエンチパルスＬＱｔは、第６図（ｆ）に示すように、
Ｒ相パルス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応する
タイミングで発生させるように制御されるものである。
このため、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１＊Ｓ！のスイッチ
ング動作は、第６図−）に示すようなタイミングで、互
いに相反するように行なわれることになる。なお、第６
図（Ｘ）中、Ｌレベルがター／オフ状態を示し、Ｈレベ
ルがターンオン状態を示している。
ング動作は、第６図−）に示すようなタイミングで、互
いに相反するように行なわれることになる。なお、第６
図（Ｘ）中、Ｌレベルがター／オフ状態を示し、Ｈレベ
ルがターンオン状態を示している。
また、第６図に図示していないが、他のＳ相及びＴ相に
対応するＬＴＱＳＩサイリスタＳｊ ｔＳ４及びＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、、Ｓ、に照射する光トリガパルス
ＬＴ、、ＬＴ、及びＬＴ、 。
対応するＬＴＱＳＩサイリスタＳｊ ｔＳ４及びＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、、Ｓ、に照射する光トリガパルス
ＬＴ、、ＬＴ、及びＬＴ、 。
ＬＴ、や光クエンチパルスＬＱ、、ＬＱ、及びＬＱ、、
ＬＱ、も、上記と同様にして、Ｓ相ノ臂ルス信号及びＴ
相パルス信号に基づいて発生されるようになる。すなわ
ち、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、に照射する光トリガパル
スＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ、ば、Ｓ相／ｆルス
信号ノ立上シ及び立下シにそれぞれ対応するタイミング
で発生され、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４に照射する光ト
リガパルスＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱ４は、Ｓ相
ノ４／Ｉ／ス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応す
るタイミングで発生される。
ＬＱ、も、上記と同様にして、Ｓ相ノ臂ルス信号及びＴ
相パルス信号に基づいて発生されるようになる。すなわ
ち、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、に照射する光トリガパル
スＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ、ば、Ｓ相／ｆルス
信号ノ立上シ及び立下シにそれぞれ対応するタイミング
で発生され、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ４に照射する光ト
リガパルスＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱ４は、Ｓ相
ノ４／Ｉ／ス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応す
るタイミングで発生される。
同様に、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、に照射する光トリガ
ノルスＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱｇは、Ｔ相パル
ス信号の立上υ及び立下シにそれぞれ対応するタイミン
グで発生され、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、に照射する光
トリガパルスＬＴ・及ヒ光クエンチパルスＬＱｓは、Ｔ
相パルス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応するタ
イミングで発生されるものである。
ノルスＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱｇは、Ｔ相パル
ス信号の立上υ及び立下シにそれぞれ対応するタイミン
グで発生され、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、に照射する光
トリガパルスＬＴ・及ヒ光クエンチパルスＬＱｓは、Ｔ
相パルス信号の立下シ及び立上シにそれぞれ対応するタ
イミングで発生されるものである。
上記のようなタイミング関係で光トリがノぐルスＬＴ、
〜ＬＴ６及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱｓを各ＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ６にそれぞれ照射することに
よシ、前記各出力端子４４〜４６からは、第６図（ｈ）
ｅ （ｔ） ｔ （ｊ）にそれぞれ示すようなパルス
幅変調され九Ｒ相出力、Ｓ相出力およびＴ相出力が発生
される。そしてＲ相出力、Ｓ相出力及びＴ相出力の各々
の平均値は低次高調波を含まない３相電力となシ、ここ
に三相の直流−交流変換が行なわれるものである。
〜ＬＴ６及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱｓを各ＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ６にそれぞれ照射することに
よシ、前記各出力端子４４〜４６からは、第６図（ｈ）
ｅ （ｔ） ｔ （ｊ）にそれぞれ示すようなパルス
幅変調され九Ｒ相出力、Ｓ相出力およびＴ相出力が発生
される。そしてＲ相出力、Ｓ相出力及びＴ相出力の各々
の平均値は低次高調波を含まない３相電力となシ、ここ
に三相の直流−交流変換が行なわれるものである。
この場合、３相交流電力の周波数は、前記三相交流信号
発生源４７から出力されるＲ相信号。
発生源４７から出力されるＲ相信号。
Ｓ相信号及びＴ相信号の周波数によって決定される。ま
た、この周波数は、前述したＬＴＱＳＩサイリスタのス
イッチング動作周波数（約１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）
近くまで高くすることができ、このような周波数帯にお
いても高効率の電力変換を行うことができる。
た、この周波数は、前述したＬＴＱＳＩサイリスタのス
イッチング動作周波数（約１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）
近くまで高くすることができ、このような周波数帯にお
いても高効率の電力変換を行うことができる。
また、第１図に示した単相の直流−交流変換用インバー
タも同様であるが、ノ臂ルス幅変調信号に対応したタイ
ミングで光トリガパルスＬＴ及び光クエンチパルスＬＱ
を発生させてＬＴＱＳ Ｉサイリスタをスイッチング動
作させるようにした、光パルス幅変調（ＯＰＷＭ）制御
を行なっているため、電力変換を完全に光のみによって
行なうことができ、従来のように大電力を扱う部分とス
イッチング制御を扱う部分との絶縁を考慮することなく
安全にかつ有効な電力変換を行なうことができるもので
ある。そして、このような効果は、以下に説明する各実
施例にも轟然あてはまることはもちろんである。
タも同様であるが、ノ臂ルス幅変調信号に対応したタイ
ミングで光トリガパルスＬＴ及び光クエンチパルスＬＱ
を発生させてＬＴＱＳ Ｉサイリスタをスイッチング動
作させるようにした、光パルス幅変調（ＯＰＷＭ）制御
を行なっているため、電力変換を完全に光のみによって
行なうことができ、従来のように大電力を扱う部分とス
イッチング制御を扱う部分との絶縁を考慮することなく
安全にかつ有効な電力変換を行なうことができるもので
ある。そして、このような効果は、以下に説明する各実
施例にも轟然あてはまることはもちろんである。
次に、第７図は、ＬＴＱＳＩサイリスタを含む、三相交
流！動機駆動用の交流−直流−交流変換用インバータを
示すものであ石。すなわち、図中５６〜５８は、３相交
流電源である。これら入力端子５６〜５８に供給された
３相交流は、整流素子り、〜Ｄ６よシなる整流回路５９
で直流電圧に変換される０この直流電圧は、ＬＴＱＳＩ
サイリスタＳ１〜Ｓ６よシなる三相の直流−交流変換用
インバータ（第４図に示したものと同じ）によって、可
変周波のＲ相、Ｓ相及びＴ相の各交流電力に変換され、
三相交流電動機６０の駆動に供される。
流！動機駆動用の交流−直流−交流変換用インバータを
示すものであ石。すなわち、図中５６〜５８は、３相交
流電源である。これら入力端子５６〜５８に供給された
３相交流は、整流素子り、〜Ｄ６よシなる整流回路５９
で直流電圧に変換される０この直流電圧は、ＬＴＱＳＩ
サイリスタＳ１〜Ｓ６よシなる三相の直流−交流変換用
インバータ（第４図に示したものと同じ）によって、可
変周波のＲ相、Ｓ相及びＴ相の各交流電力に変換され、
三相交流電動機６０の駆動に供される。
ここで、三相交流電動機６０は、その図示しない回転子
の位置や回転速度をパルスジェネレータ６ノで検出され
る。このパルスジェネレータ６１から出力される検出信
号は、ベクトル演算回路６２に供給される。このベクト
ル演算回路６２は、調整用操作部６３によって制御され
る速度制御回路６４からの速度制御信号と、上記検出信
号とに基づいて、三相交流電動機６００所要トルクをベ
クトル演算し、インバータ制御回路６５にベクトル信号
を出力する。
の位置や回転速度をパルスジェネレータ６ノで検出され
る。このパルスジェネレータ６１から出力される検出信
号は、ベクトル演算回路６２に供給される。このベクト
ル演算回路６２は、調整用操作部６３によって制御され
る速度制御回路６４からの速度制御信号と、上記検出信
号とに基づいて、三相交流電動機６００所要トルクをベ
クトル演算し、インバータ制御回路６５にベクトル信号
を出力する。
すると、インバータ制御回路６５は、供給されたベクト
ル信号に基づいて、所定の／４’ルス幅変調信号を発生
し、そのパルス幅変調信号に対応したタイミングで光ト
リガパルスＬＴ、〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱＩ
〜ＬＱａ を各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ６にそ
れぞれ出力する。このため、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１
〜Ｓ６よシなる三相直流−交流変換用インバータが制御
され、上記三相交流電動機６０のトルクや回転数が制御
されるようになる。
ル信号に基づいて、所定の／４’ルス幅変調信号を発生
し、そのパルス幅変調信号に対応したタイミングで光ト
リガパルスＬＴ、〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱＩ
〜ＬＱａ を各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ６にそ
れぞれ出力する。このため、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１
〜Ｓ６よシなる三相直流−交流変換用インバータが制御
され、上記三相交流電動機６０のトルクや回転数が制御
されるようになる。
ここで、前記調整用操作部６３を操作することにより、
インバータ制御回路６５から出力される光トリｆ ｉ４
ルスＬＴ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱＩ〜ＬＱ
ａの発生タイミングが変化されて、三相交流電動機６０
のトルクや回転数を可変するととができるものでちる。
インバータ制御回路６５から出力される光トリｆ ｉ４
ルスＬＴ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱＩ〜ＬＱ
ａの発生タイミングが変化されて、三相交流電動機６０
のトルクや回転数を可変するととができるものでちる。
この場合、三相交流電動機６０に供給される三相信号の
周波数は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１〜Ｓ６の有するス
イッチング動作周波数によシ数Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程度
まで連続して生成することが可能でちゃ、また、このと
きの電力変換効率ηも９９チ以上を保つている。このた
め、高速用の専用電動機と組み合わせれば、致方ｒｐｎ
ｉの高速大容量機への適用も図ることができる。
周波数は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ１〜Ｓ６の有するス
イッチング動作周波数によシ数Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程度
まで連続して生成することが可能でちゃ、また、このと
きの電力変換効率ηも９９チ以上を保つている。このた
め、高速用の専用電動機と組み合わせれば、致方ｒｐｎ
ｉの高速大容量機への適用も図ることができる。
次に、第８図は、ＬＴＱＳＩサイリスタを含む、単相の
交流−直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであり、そ
れぞれ光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴ４及び光クエンチパ
ルスＬＱ、〜ＬＱａが照射されることによシ、スイッチ
ング動作を行なうものでおる。また、図示しない単相交
流電源系統から送出される単相交流電圧マ、を、交流電
源６６で示している。なお、図中りは平滑リアクトルで
あシ、θ７は直流負荷回路である。
交流−直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであり、そ
れぞれ光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴ４及び光クエンチパ
ルスＬＱ、〜ＬＱａが照射されることによシ、スイッチ
ング動作を行なうものでおる。また、図示しない単相交
流電源系統から送出される単相交流電圧マ、を、交流電
源６６で示している。なお、図中りは平滑リアクトルで
あシ、θ７は直流負荷回路である。
ここで、先に第２図に示したようなパルス幅変調部を用
い、第９図（ａ）に示すような交流電源６６のマ。に同
期した正弦波の絶対値信号とキャリア三角波信号とをレ
ベル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づいて各Ｌ
ＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ４がスイッチング制御され
るように表されている。
い、第９図（ａ）に示すような交流電源６６のマ。に同
期した正弦波の絶対値信号とキャリア三角波信号とをレ
ベル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づいて各Ｌ
ＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ４がスイッチング制御され
るように表されている。
すなわち、第９図（ｂ）は、各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ
、〜Ｓ４をスイッチング動作させるタイミング関係を示
すもので、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがター
ンオン状態を示している。
、〜Ｓ４をスイッチング動作させるタイミング関係を示
すもので、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがター
ンオン状態を示している。
そして、この場合、第２図に示すレベル比較器３９の非
反転入力端（＋）及び反転入力端（へ）に第９図（、）
に示す正弦波の絶対値信号及びキャリア三角波信号をそ
れぞれ供給して得られるパルス幅変調信号は、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ４をスイッチング動作させるための第９
図（ｂ）のＳ４に示すタイミング波形に対応している。
反転入力端（＋）及び反転入力端（へ）に第９図（、）
に示す正弦波の絶対値信号及びキャリア三角波信号をそ
れぞれ供給して得られるパルス幅変調信号は、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ４をスイッチング動作させるための第９
図（ｂ）のＳ４に示すタイミング波形に対応している。
また、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、はＬＴＱＳＩサイリス
タＳ４と逆にスイッチング制御される。なお、ＬＴＱＳ
Ｉサイリスタ５１ｔＳｉは、上記正弦波信号の半周期毎
に相反してスイッチング制御されるものである。
タＳ４と逆にスイッチング制御される。なお、ＬＴＱＳ
Ｉサイリスタ５１ｔＳｉは、上記正弦波信号の半周期毎
に相反してスイッチング制御されるものである。
そして、第９図（ｃ）は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ！ｅ
ｓ４を第９図（ｂ）に示したタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ８＋
８４ に照射する光トリガパルスＬＴ、、 Ｌｅａ 及
び光クエンチ／ＩＰルスＬＱ！ｐＬＱ４の照射タイ、ミ
ンクを示している。すなわち、ＬＴＱＳＸサイリスタＳ
、に照射する光トリガパルスＬＴｓ及び光クエンチパル
スＬＱｓは第９図（ｂ）のＳ３に示すタイミング波形の
立上シ及び立下シに対応する部分で発生させ、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ４に照射する光トリガ・９ルスＬＴ４及
び光クエンチパルスＬＱａは、第９図伽）の８４に示す
タイミング波形の立上り及び立下りに対応する部分で発
生させるように制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリ
スタＳｓ 、Ｓ、を第９図伽）のＳ、、Ｓ４に示すタイ
ミング通シにスイッチング制御することができるもので
ある。
ｓ４を第９図（ｂ）に示したタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ８＋
８４ に照射する光トリガパルスＬＴ、、 Ｌｅａ 及
び光クエンチ／ＩＰルスＬＱ！ｐＬＱ４の照射タイ、ミ
ンクを示している。すなわち、ＬＴＱＳＸサイリスタＳ
、に照射する光トリガパルスＬＴｓ及び光クエンチパル
スＬＱｓは第９図（ｂ）のＳ３に示すタイミング波形の
立上シ及び立下シに対応する部分で発生させ、ＬＴＱＳ
ＩサイリスタＳ４に照射する光トリガ・９ルスＬＴ４及
び光クエンチパルスＬＱａは、第９図伽）の８４に示す
タイミング波形の立上り及び立下りに対応する部分で発
生させるように制御することによシ、ＬＴＱＳＩサイリ
スタＳｓ 、Ｓ、を第９図伽）のＳ、、Ｓ４に示すタイ
ミング通シにスイッチング制御することができるもので
ある。
また、第９図に図示していないが、ＬＴＱＳＩサイリス
タＳｔ 、Ｓ、にそれぞれ照射する光トリガフ４ルスＬ
Ｔ！ 、ＬＴ！及び光クエンチノぐルス”ＱｌｔＬＱｌ
は、第９図６）のＳＳ？Ｓ！に示すタイミング波形の立
上シ及び立下シに対応する部分で発生させるように制御
することによシ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、、Ｓ、を第
９図（ｂ）のＳ、、Ｓ、に示すタイミング通フにスイッ
チング制御することができるものである。
タＳｔ 、Ｓ、にそれぞれ照射する光トリガフ４ルスＬ
Ｔ！ 、ＬＴ！及び光クエンチノぐルス”ＱｌｔＬＱｌ
は、第９図６）のＳＳ？Ｓ！に示すタイミング波形の立
上シ及び立下シに対応する部分で発生させるように制御
することによシ、ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、、Ｓ、を第
９図（ｂ）のＳ、、Ｓ、に示すタイミング通フにスイッ
チング制御することができるものである。
上記のようなタイミング関係で光トリガパルスＬＴ、〜
Ｌ’ｒ４及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱ、を各ＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、にそれぞれ照射することに
よシ、第９図（ｄ）に示すよりなマ１と位相差のない！
、が流れ、これによシ直流負荷回路６７には１．の平均
値である直流電流Ｉｄが出力され、ここに単相の交流−
直流変換が行なわれるものである。
Ｌ’ｒ４及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱ、を各ＬＴ
ＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、にそれぞれ照射することに
よシ、第９図（ｄ）に示すよりなマ１と位相差のない！
、が流れ、これによシ直流負荷回路６７には１．の平均
値である直流電流Ｉｄが出力され、ここに単相の交流−
直流変換が行なわれるものである。
次に、第１０図は、ＬＴＱＳＫサイリスタを含む、三相
の交流−直流変換用コンバータを示すものでおる。すな
わち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、
それぞれ光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴａ及び光クエンチ
パルスＬＱ、〜ＬＱｅが照射されることによシ、スイ、
チング動作を行なうものである。図中６８〜７０は三相
交流電源を示し、Ｌは平滑リアクトルで＠ｐ、ｖｘは直
流負荷回路である。
の交流−直流変換用コンバータを示すものでおる。すな
わち、図中Ｓ１〜Ｓ、はＬＴＱＳＩサイリスタであシ、
それぞれ光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴａ及び光クエンチ
パルスＬＱ、〜ＬＱｅが照射されることによシ、スイ、
チング動作を行なうものである。図中６８〜７０は三相
交流電源を示し、Ｌは平滑リアクトルで＠ｐ、ｖｘは直
流負荷回路である。
ここで、先に第５図に示したようなノｔルス幅変調部を
用い、第１１図（、）に示すよりな三相交流電源に同期
したＲ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号とキャリア三角波
信号とをレベル比較し、得られた。ｐＪｌルス幅変調信
号に基づいて各ＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ＠がスイ
ッチング制御されるようになされている。すなわち、Ｒ
相信号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較して
得られるパルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳＩサイリ
スタＳＬがスイッチング制御され、Ｒ相信号の負側とキ
ャリア三角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅
変調信号に基づい【ＬＴＱＳＮサイリスタＳ、がスイッ
チング制御される。また、Ｓ相信号の正側とキャリア三
角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変調信号
に基づいてＬＴＱＳＩサイリスタＳ３がスイッチング制
御され、Ｓ相信号の負側とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてＬＴＱ
８ＩサイリスタＳ４がスイッチング制御される。さらに
、Ｔ相信号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較
して得られる／４ルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳ
ＩザイリスタＳ、がスイッチング制御され、Ｔ相信号の
負側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得られる
パルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳＩサイリスタＳ６
がスイッチング制御されるものである。
用い、第１１図（、）に示すよりな三相交流電源に同期
したＲ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号とキャリア三角波
信号とをレベル比較し、得られた。ｐＪｌルス幅変調信
号に基づいて各ＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ＠がスイ
ッチング制御されるようになされている。すなわち、Ｒ
相信号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較して
得られるパルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳＩサイリ
スタＳＬがスイッチング制御され、Ｒ相信号の負側とキ
ャリア三角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅
変調信号に基づい【ＬＴＱＳＮサイリスタＳ、がスイッ
チング制御される。また、Ｓ相信号の正側とキャリア三
角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変調信号
に基づいてＬＴＱＳＩサイリスタＳ３がスイッチング制
御され、Ｓ相信号の負側とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてＬＴＱ
８ＩサイリスタＳ４がスイッチング制御される。さらに
、Ｔ相信号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較
して得られる／４ルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳ
ＩザイリスタＳ、がスイッチング制御され、Ｔ相信号の
負側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得られる
パルス幅変調信号に基づいてＬＴＱＳＩサイリスタＳ６
がスイッチング制御されるものである。
すなわち、各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ＠は、第１
工図（ｂ）〜ωにそれぞれ示すタイミングでスイッチン
グ動作が行なわれるように制御される。この場合、第１
１図６）〜（ｇ）に示すタイミング波形のＬレベル期間
がＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ、のターンオフ状態を
示し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。そ
して、上記のようなタイミング関係で光トリガパルスＬ
Ｔ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ１〜ＬＱ・を各
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、にそれぞれ照射するこ
とによシ、前記Ｒ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号が直流
に変換されかつ合成されて、平滑リアクトルＬ及び直流
負荷回路７１に供給され、ここに三相の交流−直流変換
が行なわれるものである。
工図（ｂ）〜ωにそれぞれ示すタイミングでスイッチン
グ動作が行なわれるように制御される。この場合、第１
１図６）〜（ｇ）に示すタイミング波形のＬレベル期間
がＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ、のターンオフ状態を
示し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。そ
して、上記のようなタイミング関係で光トリガパルスＬ
Ｔ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱ１〜ＬＱ・を各
ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、にそれぞれ照射するこ
とによシ、前記Ｒ相信号、Ｓ相信号及びＴ相信号が直流
に変換されかつ合成されて、平滑リアクトルＬ及び直流
負荷回路７１に供給され、ここに三相の交流−直流変換
が行なわれるものである。
上記のような単相及び三相の交流−直流変換用コンバー
タは、直流負荷の変動にかかわらず力率１．０で、かつ
交流側に低次高調波の発生がない。また、直流−交流変
換用インバータ及び交流−直流変換用コンバータのいず
れの場合でも、三相に限らず例えば６相や１２相等の多
相交流信号の取少扱いが行ない得るものでちる。
タは、直流負荷の変動にかかわらず力率１．０で、かつ
交流側に低次高調波の発生がない。また、直流−交流変
換用インバータ及び交流−直流変換用コンバータのいず
れの場合でも、三相に限らず例えば６相や１２相等の多
相交流信号の取少扱いが行ない得るものでちる。
次に、この発明をアクティブフィルタに適用した一例に
つｂて説明する。第１２図は、高調波キャンセル形のア
クティブフィルタを示すもので、まず、その概念につい
て簡単に説明する。
つｂて説明する。第１２図は、高調波キャンセル形のア
クティブフィルタを示すもので、まず、その概念につい
て簡単に説明する。
すなわち、図中７２は無限大母線であり、リアクタンス
Ｌ１及び抵抗Ｒは線路インピーダンスであシ、７３は高
調波電流源であシ、７４はアクティブフィルタである。
Ｌ１及び抵抗Ｒは線路インピーダンスであシ、７３は高
調波電流源であシ、７４はアクティブフィルタである。
そして、このアクティブフィルタ７４は、高調波電流源
７３から無限大母線７２に供給される高調波電流ｉｃと
大きさが同じで極性の反転された高調波電流−１ｃを出
力し、両高調波電流Ｘ、、−Ｉ。を合成することによシ
、無限大母線７２への高調波電流源。の流入を防止する
ものである。
７３から無限大母線７２に供給される高調波電流ｉｃと
大きさが同じで極性の反転された高調波電流−１ｃを出
力し、両高調波電流Ｘ、、−Ｉ。を合成することによシ
、無限大母線７２への高調波電流源。の流入を防止する
ものである。
第１３図は、上記アクティブフィルタ７４の具体的構成
を示すもので、以下第１４図乃至第１７図に示すタイミ
ング図とともに説明する。
を示すもので、以下第１４図乃至第１７図に示すタイミ
ング図とともに説明する。
すなわち、前記高調波電流源７３から出力される第１４
図（−）に示すような歪電流（第１４図中右側はレベル
が小さい場合を示している）は、同期化回路７５及び実
効値検出回路７６に供給される。このうち、同期化回路
２５は、上記歪電流に同期した同期検出信号を生成し、
実効値検出回路７６は、上記歪電流の実効値を検出して
実効値検出信号を生成する。
図（−）に示すような歪電流（第１４図中右側はレベル
が小さい場合を示している）は、同期化回路７５及び実
効値検出回路７６に供給される。このうち、同期化回路
２５は、上記歪電流に同期した同期検出信号を生成し、
実効値検出回路７６は、上記歪電流の実効値を検出して
実効値検出信号を生成する。
そして、上記同期検出信号及び実効値検出信号は、正弦
波発生回路７７に供給される。この正弦波発生回路７７
は、入力された同期検出信号及び実効値検出信号に基づ
いて、上記歪電流の実効値に比例しかつ歪電流に同期し
た第１４図（ｂ）に示すような正弦波信号を生成するも
のである。ここで、上記正弦波発生回路７７から出力さ
れた正弦波信号と上記歪電流とは、減算回路７８に供給
されて、 （正弦波信号）−（歪電流） なる減算が行なわれ、減算回路７８からは第１４図（、
）に示すような減算信号が出力される。
波発生回路７７に供給される。この正弦波発生回路７７
は、入力された同期検出信号及び実効値検出信号に基づ
いて、上記歪電流の実効値に比例しかつ歪電流に同期し
た第１４図（ｂ）に示すような正弦波信号を生成するも
のである。ここで、上記正弦波発生回路７７から出力さ
れた正弦波信号と上記歪電流とは、減算回路７８に供給
されて、 （正弦波信号）−（歪電流） なる減算が行なわれ、減算回路７８からは第１４図（、
）に示すような減算信号が出力される。
ここにおいて、第１４図（ｃ）に示す減算信号を、図中
期間Ｔの間において拡大した波形を第１５図（、）に示
す。そして、この減算信号は、比較回路７９及び絶対値
作成回路８０にそれぞれ供給される。このうち、比較回
路７９は、上記減算信号を接地電位と比較することによ
シ、減算信号の零クロス点で極性反転する第１５図（ｂ
）に示すような零クロス信号を出力する。また、絶対値
作成回路８０は、上記零クロス信号に基づいて、減算信
号の絶対値をとシ、第１５図（ｃ）に示すような絶対値
信号を出力するものである。
期間Ｔの間において拡大した波形を第１５図（、）に示
す。そして、この減算信号は、比較回路７９及び絶対値
作成回路８０にそれぞれ供給される。このうち、比較回
路７９は、上記減算信号を接地電位と比較することによ
シ、減算信号の零クロス点で極性反転する第１５図（ｂ
）に示すような零クロス信号を出力する。また、絶対値
作成回路８０は、上記零クロス信号に基づいて、減算信
号の絶対値をとシ、第１５図（ｃ）に示すような絶対値
信号を出力するものである。
そして、上記絶対値信号は、減算回路８ノの一方の入力
端に供給される。この減算回路８１の他方の入力端には
、キャリア三角波信号発生回路８２から出力される第１
６図（＆）に示すようなキャリア三角波信号が供給され
ている。そして、上記減算回路８ノは、 （絶対値信号）−（キャリア三角波信号）なる減算を行
ない、第１６図（ｂ）に示すようなパルス幅変調信号を
出力する。
端に供給される。この減算回路８１の他方の入力端には
、キャリア三角波信号発生回路８２から出力される第１
６図（＆）に示すようなキャリア三角波信号が供給され
ている。そして、上記減算回路８ノは、 （絶対値信号）−（キャリア三角波信号）なる減算を行
ない、第１６図（ｂ）に示すようなパルス幅変調信号を
出力する。
ここで、上記パルス幅変調信号及び前記零クロス信号は
、パルス生成回路８３に供給されて、光トリガパルスＬ
Ｔ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱｓ〜ＬＱ４の生
成に供される。そして、この光トリガパルスＬＴ、〜Ｌ
Ｔ、及び光クエ７ ｆ ／ｅルスＬＱ、〜Ｉ、Ｑ４は、
Ｍ流−交８変換用インバータ（以下インバータ回路とい
う）８４に供給される。このインバータ回路８４は先に
第１図で示したＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ４を用い
た直流−交流変換用インバータと同じ構成となされてい
る。
、パルス生成回路８３に供給されて、光トリガパルスＬ
Ｔ１〜ＬＴ、及び光クエンチパルスＬＱｓ〜ＬＱ４の生
成に供される。そして、この光トリガパルスＬＴ、〜Ｌ
Ｔ、及び光クエ７ ｆ ／ｅルスＬＱ、〜Ｉ、Ｑ４は、
Ｍ流−交８変換用インバータ（以下インバータ回路とい
う）８４に供給される。このインバータ回路８４は先に
第１図で示したＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ４を用い
た直流−交流変換用インバータと同じ構成となされてい
る。
すなわち、今、第１６図（ｂ）に示すパルス幅変調信号
の一部Ｔ０を拡大した波形を第１７図（＆）に示し、第
１７図（＆）中時刻Ｔ１が前記零クロス信号の極性反転
時であシ、時刻Ｔ、以前が第１５図（＆）に示す減算信
号の正期間で、時刻Ｔ１以後が該減算信・号の負期間で
あるとする。すると、上記パルス生成回路８３は、イン
バータ回路８４の各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、が
第１７図（ｂ） Ｋ示すタイミングでスイッチング制御
されるように、光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴ４及び光ク
エンチパルスＬＱ、〜ＬＱ４ を発生する。この場合、
第１７図〜）に示すタイミング波形のＬレベル期間が各
ＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ４のターンオン状態を示
し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。
の一部Ｔ０を拡大した波形を第１７図（＆）に示し、第
１７図（＆）中時刻Ｔ１が前記零クロス信号の極性反転
時であシ、時刻Ｔ、以前が第１５図（＆）に示す減算信
号の正期間で、時刻Ｔ１以後が該減算信・号の負期間で
あるとする。すると、上記パルス生成回路８３は、イン
バータ回路８４の各ＬＴＱＳＩサイリスタＳ、〜Ｓ、が
第１７図（ｂ） Ｋ示すタイミングでスイッチング制御
されるように、光トリガパルスＬＴ、〜ＬＴ４及び光ク
エンチパルスＬＱ、〜ＬＱ４ を発生する。この場合、
第１７図〜）に示すタイミング波形のＬレベル期間が各
ＬＴＱＳＩサイリスタ８１〜Ｓ４のターンオン状態を示
し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。
そして、第１７図（ｃ）は、ＬＴＱＳＩサイリスタｓｉ
＊ｓ＊を第１７図６）の８１＋Ｓ！に示すタイミング関
係でスイッチング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイ
リスタ８１ｓＳ！に照射する光クエンｆ ｉ４ルスＬＱ
１及び光トリガ１４ルスＬＴ。
＊ｓ＊を第１７図６）の８１＋Ｓ！に示すタイミング関
係でスイッチング動作させるために、該ＬＴＱＳＩサイ
リスタ８１ｓＳ！に照射する光クエンｆ ｉ４ルスＬＱ
１及び光トリガ１４ルスＬＴ。
の照射タイミングを示している。また、第１７図（ｄ）
は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳｓ 、Ｓ、を第１７図（ｂ
）の８３＊Ｓ４に示すタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ３ 、Ｓ
４に照射する光トリガノ母ルスＬＴ、 。
は、ＬＴＱＳＩサイリスタＳｓ 、Ｓ、を第１７図（ｂ
）の８３＊Ｓ４に示すタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該ＬＴＱＳＩサイリスタＳ３ 、Ｓ
４に照射する光トリガノ母ルスＬＴ、 。
ＬＴ４ 及び光クエンチ）４ルスＬＱ、、ＬＱ、の照射
タイミングを示している。そして、これら各照射タイミ
ングの関係は、先に第３図で示したものと同様に説明で
きるので、その説明は省略する。
タイミングを示している。そして、これら各照射タイミ
ングの関係は、先に第３図で示したものと同様に説明で
きるので、その説明は省略する。
上記のようなタイミング関係で光トリｆパルスＬＴ、〜
ＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱ４を各ＬＴＱ
ＳＩサイリスタ８１〜Ｓ４にそれぞれ照射することによ
シ、インバータ回路８４からは、第１７図（、）に示す
ような、先に第１４図（、）に示した減算信号に対応し
たデユーティ比を有するノクルス信号が出力される。そ
してこの／Ｊパルス号の平均値は、第１７図（ｆ）に示
すようになシ、第１４図（Ｃ）に示した減算信号を得る
ことができる。
ＬＴ４及び光クエンチパルスＬＱｔ〜ＬＱ４を各ＬＴＱ
ＳＩサイリスタ８１〜Ｓ４にそれぞれ照射することによ
シ、インバータ回路８４からは、第１７図（、）に示す
ような、先に第１４図（、）に示した減算信号に対応し
たデユーティ比を有するノクルス信号が出力される。そ
してこの／Ｊパルス号の平均値は、第１７図（ｆ）に示
すようになシ、第１４図（Ｃ）に示した減算信号を得る
ことができる。
すなわち、ＬＴＱＳＩサイリスタを用いたインバータ回
路８４からは、前記高調波電流源７３の出力に対し、は
ぼ大きさが等しく極性の反転した信号を得ることができ
、高調波電流を打ち消すことができるものである。
路８４からは、前記高調波電流源７３の出力に対し、は
ぼ大きさが等しく極性の反転した信号を得ることができ
、高調波電流を打ち消すことができるものである。
ここで、上述した各実施例において、大電力を取シ扱う
場合には、第１８図に示すように、複数のＬＴＱＳＩサ
イリスタを直並列化接続して、各ＬＴＱ８Ｉサイリスタ
を光トリガパルス及び光クエンチノクルスで同時にスイ
ッチング動作させるようにすればよいものである。
場合には、第１８図に示すように、複数のＬＴＱＳＩサ
イリスタを直並列化接続して、各ＬＴＱ８Ｉサイリスタ
を光トリガパルス及び光クエンチノクルスで同時にスイ
ッチング動作させるようにすればよいものである。
なお、この発明は上記各実施例に限定されるものではな
く、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。
く、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。
したがって、以上詳述したようにこの発明によれば、簡
易な構成で、しかも高速動作が可能であり、パルス幅変
調信号に対応したタイミングで光トリガパルスＬＴ及び
光クエンチパルスＬＱを発生させて、ＬＱＳＩサイリス
タをスイッチング動作させるようにした光パルス幅変調
（ＯＰＷＭ）制御を行っているため、電力変換を完全に
光のみによって行うことができ、従来のように大電力を
扱う部分とスイッチング制御を取シ扱いにも適し得る極
めて良好な光制御電力変換装置を提供することができる
。
易な構成で、しかも高速動作が可能であり、パルス幅変
調信号に対応したタイミングで光トリガパルスＬＴ及び
光クエンチパルスＬＱを発生させて、ＬＱＳＩサイリス
タをスイッチング動作させるようにした光パルス幅変調
（ＯＰＷＭ）制御を行っているため、電力変換を完全に
光のみによって行うことができ、従来のように大電力を
扱う部分とスイッチング制御を取シ扱いにも適し得る極
めて良好な光制御電力変換装置を提供することができる
。
流側を示すもので単相の直流−交流変換用インバータを
示す回路構成図、第２図は同インバータのパルス幅変調
部のレベル比較器の回路表現図、第３図は同インバータ
の動作を説明するだめのタイミング図、第４図は三相の
直流−交流変換用インバータを示す回路構成図、第５図
は同インバータのパルス幅変調部を示すブロック構成図
、第６図は同インバータの動作を説明するためのタイミ
ング図、第７図は三相交流電動機駆動用の交流−直流−
交流変換用インバータを示すブロック回路構成図、第８
図及び第９図はそれぞれ単相の交流−直流変換用コンバ
ータを示す回路構成図及びその動作を説明するためのタ
イミング図、第１０図及び第１１図はそれぞれ三相の交
流−直流変換用コンバータを示す回路構成図及びその動
作を説明するためのタイミング図、第１２図はアクティ
ブフィルタの概念図、第１３図はアクティブフィルタの
詳細を示すブロック構成図、第１４図乃至第１７図はそ
れぞれ同アクティブフィルタの動作を説明するためのタ
イミング図、第１８図はＬＴＱＳＩサイリスタの直並列
化接続を示す回路構成図、第１９図はＬＴＱＳＩサイリ
スタの構造を示す側断面図、第２０図は同ＬＴＱＳＩサ
イリスタの特性を示す特性図、第２１図は同ＬＴＱＳＩ
サイリスタの回路表現を示す回路構成図である。
示す回路構成図、第２図は同インバータのパルス幅変調
部のレベル比較器の回路表現図、第３図は同インバータ
の動作を説明するだめのタイミング図、第４図は三相の
直流−交流変換用インバータを示す回路構成図、第５図
は同インバータのパルス幅変調部を示すブロック構成図
、第６図は同インバータの動作を説明するためのタイミ
ング図、第７図は三相交流電動機駆動用の交流−直流−
交流変換用インバータを示すブロック回路構成図、第８
図及び第９図はそれぞれ単相の交流−直流変換用コンバ
ータを示す回路構成図及びその動作を説明するためのタ
イミング図、第１０図及び第１１図はそれぞれ三相の交
流−直流変換用コンバータを示す回路構成図及びその動
作を説明するためのタイミング図、第１２図はアクティ
ブフィルタの概念図、第１３図はアクティブフィルタの
詳細を示すブロック構成図、第１４図乃至第１７図はそ
れぞれ同アクティブフィルタの動作を説明するためのタ
イミング図、第１８図はＬＴＱＳＩサイリスタの直並列
化接続を示す回路構成図、第１９図はＬＴＱＳＩサイリ
スタの構造を示す側断面図、第２０図は同ＬＴＱＳＩサ
イリスタの特性を示す特性図、第２１図は同ＬＴＱＳＩ
サイリスタの回路表現を示す回路構成図である。
１ノ・・・ｎ−高抵抗半導体領域、１２・・・ｐ アノ
ード領域、１３・・・ｐ＋ゲート領域、１４・・・アノ
ード端子、１５・・・５ＩＰＴ、１６・・・ｎ−高抵抗
エピタキシャル領域、１７−・ｎ＋カソード領域、１８
・・・カソード端子、１９・・・チャネル領域、２０・
・・ｎ＋ベース領域、２１・・・ダート（ペース）！極
、２２・・・ダート（ペース）端子、２３・・・ｐ ド
レイ／（コレクタ〕領域、２４・・・ドレイン（コレク
ｆｉ）電極、２５・・・ドレイン（コレクタ）端子、２
６・・・ｎ＋ダート領域、２７・・・ｎ−チャネル領域
、２８・・・ｎ−チャネル（ペース）領域、２９・・・
ＳＩＴ 。
ード領域、１３・・・ｐ＋ゲート領域、１４・・・アノ
ード端子、１５・・・５ＩＰＴ、１６・・・ｎ−高抵抗
エピタキシャル領域、１７−・ｎ＋カソード領域、１８
・・・カソード端子、１９・・・チャネル領域、２０・
・・ｎ＋ベース領域、２１・・・ダート（ペース）！極
、２２・・・ダート（ペース）端子、２３・・・ｐ ド
レイ／（コレクタ〕領域、２４・・・ドレイン（コレク
ｆｉ）電極、２５・・・ドレイン（コレクタ）端子、２
６・・・ｎ＋ダート領域、２７・・・ｎ−チャネル領域
、２８・・・ｎ−チャネル（ペース）領域、２９・・・
ＳＩＴ 。
３０・・・５ＩＰＴ、３２・・・ダート、３２・・・ア
ノード端子、３３・・・カソード端子、３４・・・ドレ
イン端子、３５・・・ダート端子、３６・・・定電圧源
、３７゜３８・・・端子、３９・・・レベル比較器、４
０・・・非反転入力端子、４１・・・反転入力端子、４
２・・・出力端子、４３・・・定電圧源、４４〜４６・
・・出力端子、４７・・・三相交流信号発生源、４８〜
５０・・・レベル比較器、５１・・・キャリア三角波信
号発生回路、５２・・・定電圧源、５３〜５５・・・出
力端子、５θ〜５８・−入力端子、５９−・整流回路、
６０・・・三相交流電動機、６１・・・パルスジェネレ
ータ、６２・・・ベクトル演算回路、６３・・・調整用
操作部、６４−・速度制御回路、６５・・・インバータ
制御回路、６６・・・交流電源、６７・・・直流負荷回
路、６８〜７０・・・交流電源、７１・・・直流負荷回
路、７２・・・無限大母線、７３・・・高調波電流源、
７４−アクティブフィルタ、７５・・・同期化回路。
ノード端子、３３・・・カソード端子、３４・・・ドレ
イン端子、３５・・・ダート端子、３６・・・定電圧源
、３７゜３８・・・端子、３９・・・レベル比較器、４
０・・・非反転入力端子、４１・・・反転入力端子、４
２・・・出力端子、４３・・・定電圧源、４４〜４６・
・・出力端子、４７・・・三相交流信号発生源、４８〜
５０・・・レベル比較器、５１・・・キャリア三角波信
号発生回路、５２・・・定電圧源、５３〜５５・・・出
力端子、５θ〜５８・−入力端子、５９−・整流回路、
６０・・・三相交流電動機、６１・・・パルスジェネレ
ータ、６２・・・ベクトル演算回路、６３・・・調整用
操作部、６４−・速度制御回路、６５・・・インバータ
制御回路、６６・・・交流電源、６７・・・直流負荷回
路、６８〜７０・・・交流電源、７１・・・直流負荷回
路、７２・・・無限大母線、７３・・・高調波電流源、
７４−アクティブフィルタ、７５・・・同期化回路。
７６・・・実効値検出回路、７７・・・正弦波発生回路
、７８・−減算回路、７９・・・比較回路、８０・・・
絶対値作成回路、８１・・・減算回路、８２・・・キャ
リア三角波信号発生回路、８３・・・パルス生成回路、
８４・−インバータ回路。
、７８・−減算回路、７９・・・比較回路、８０・・・
絶対値作成回路、８１・・・減算回路、８２・・・キャ
リア三角波信号発生回路、８３・・・パルス生成回路、
８４・−インバータ回路。
出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図
第５図
第６図
Ｌ
１ｄ ３−
第１１図
Ｔ。
第１８図
（ａ）
（ｂ）
第１９図
Ｔｄｏｒ（μＳ）
第２０図
Claims (7)
- （１）光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタをスイ
ッチング素子として用い、該光トリガ・光クエンチ静電
誘導サイリスタにパルス幅変調に対応したタイミングで
光トリガパルス及び光クエンチパルスを照射して所定の
電力変換動作を行なわせるようにしてなることを特徴と
する光制御電力変換装置。 - （２）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、単相の直流−交流変換用インバータのスイッチング素
子であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
光制御電力変換装置。 - （３）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、多相の直流−交流変換用インバータのスイッチング素
子であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
光制御電力変換装置。 - （４）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、多相交流電動機駆動用の交流−直流−交流変換用イン
バータのスイッチング素子であることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の光制御電力変換装置。 - （５）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、単相の交流−直流変換用コンバータのスイッチング素
子であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
光制御電力変換装置。 - （６）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、多相の交流−直流変換用コンバータのスイッチング素
子であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
光制御電力変換装置。 - （７）上記光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタは
、アクティブフィルタのスイッチング素子であることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の光制御電力変換
装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60143278A JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
| DE86108676T DE3689207T2 (de) | 1985-06-29 | 1986-06-25 | Optisch gesteuerte Leistungsumwandlungseinrichtung. |
| EP86108676A EP0208204B1 (en) | 1985-06-29 | 1986-06-25 | Optically controlled power converting apparatus |
| US06/879,941 US4719551A (en) | 1985-06-29 | 1986-06-30 | Optically controlled power converting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60143278A JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627366A true JPS627366A (ja) | 1987-01-14 |
| JP2659931B2 JP2659931B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=15335018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60143278A Expired - Fee Related JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4719551A (ja) |
| EP (1) | EP0208204B1 (ja) |
| JP (1) | JP2659931B2 (ja) |
| DE (1) | DE3689207T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100340709C (zh) * | 2001-05-30 | 2007-10-03 | 日星特殊精密株式会社 | 多头型刺绣机的驱动装置 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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