JPS627395A

JPS627395A - モ−タのｐｗｍ駆動回路

Info

Publication number: JPS627395A
Application number: JP60145076A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Watanabe; 渡辺　良彦; Tsuneyoshi Nagashita; 長下　恒良; Susumu Niinuma; 新沼　将; Isamu Nomura; 勇野村; Kimito Kobayashi; 公人小林; Akio Namiki; 並木　章男
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1985-07-02
Filing date: 1985-07-02
Publication date: 1987-01-14
Also published as: JPH0452714B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】区五且１本発明は、モータのＰＷＭ　（パルス幅変調）駆動回路
に関し、特に駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅の
パルス信号を生成し、このパルス信号に基づいてモータ
をスイッチング駆動するＰＷＭ駆動回路に関する。

１且亘Ｉモータを駆動する１方式として、ＰＷＭ双方向スイッチ
ング駆動方式が知られている。当該駆動方式は、損失が
少なくかつ消費電力を低減できるという優れた特徴を有
しており、特にバッテリを電源とする車載用機器や携帯
用機器等におけるモータの駆動に有用である。

ところで、モータは駆動電流がある一定レベルに達しな
いと起動しないいわゆる不感帯を有している。従って、
例えば駆動信号ラインにノイズがのった場合、このノイ
ズのレベネが零レベル付近であれば、このノイズに対し
てモータは起動しないことになる。しかし、モータは起
動しなくても、そのノイズレベルに相当する電流がモー
タに流れることになり、その電流によって消費される電
力は全く無駄なものとなってしまう。

また、駆動回路を片電源で動作させる場合、回路の基準
レベルが基準電源電圧の例えば抵抗分割によって設定さ
れるのであるが、素子のバラツキ等によって設定基準レ
ベルが目標レベルからずれることにより、駆動信号の信
号レベルにオフセットが生じ、信号レベルが零であって
も常時モータにそのオフセット電圧に応じた電流が流れ
ることになり、上記の場合と同様に、ミノ〕の余分な損
失となる。

このような電力の損失分は電源装置の大型化を招来する
ことになるので、当該電力損失は全く無いのが好ましい
。また、ＰＷＭ駆動回路を特に車載用闘器や携帯用機器
等におけるモータの駆動に用いる場合、これらの電源と
してバッテリが用いられるので、消費電力は出来るだけ
少ない方が良く、更に機器の小型化、軽量化のためにも
省電力化が望まれる。

１且立１１本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、モータの
不感帯における電力損失を無くずことにより、消費電力
の低減を可能としたモータのＰＷＭ駆動回路を提供する
ことを目的とする。

本発明によるモータのＰＷＭ駆動回路は、回路的に不感
帯を設け、モータの不感帯範囲内ではモータに電流が供
給されないようにした構成となっている。

裏−ＪＬＪ以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋　、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱ３　、　Ｑ４と、これらトランジスタ
Ｑ３　、Ｑ４と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続され
たトランジスタＱ５及び各トランジスタのエミッタ抵抗
Ｒ４、Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成されて
おり、第１の定電流源１の定電流値Ｉｏの２倍の電流値
２Ｉｏを吸い込むようになっている。第１及び第２の定
電流源１．２の共通接続点、即ちトランジスタＱ２及び
トランジスタＱ３　、Ｑａのコレクタ共通接続点と基準
電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコンデ
ンサＣ１が接続されている。

コンデンサＣ＋の両端電圧は、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　１．　ＣＯＭ　Ｐ　ｚからなり当該電圧レベルを監視
する比較回路３の比較入力、即ちコンパレータＣＯＭ　
Ｐ　＋　、　ＣＯＭ　Ｐ　２の各反転入力となる。

比較回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ及びＶ
Ｌは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８によ
る基準電源電圧ｙ　ｒｅｆの分圧によって設定されてい
る。抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電源電圧ｖ　ｒｅｒを
略１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプＯ
Ｐ＋を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３の２つ
の比較出力、即ちコンパレータＣＯＭＰ＋　、ＧＯＭＰ
２（７）各出カバＲ８−フリップフロップ４のセット（
Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリップフロップ
（以下単にＦＦの記す）４の４出力は、トランジスタＱ
６及び抵抗Ｒｓ、Ｒ＋ｏからなり第２の定電流源２の活
性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給される。

この制御回路５は、トランジスタＱ６がＦＦ４の４出力
に応答してオン状態となってトランジスタＱ３　、Ｑａ
をオフ状態とすることにより、第２の定電流１ｆＡ２を
非活性化状態とする。

第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に
よる基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって比較基準レ
ベルが設定されており、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。

コンデンサＣ１の両端電圧は電圧ボロア回路構成のオペ
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗ＲＩ３．ＲＩ４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１　／　２　Ｖ　ｒｅｆの直
流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。

２相の三角波信号φａ、φｂは第１及び第２の比較回路
９Ａ、９Ｂに供給される。第１の比較回路９Ａは、２相
の三角波信号φａ、φｂをそれぞれ非反転入力とする一
対のコンパレータＣＯＭＰ３、ＣＯＭＰ４からなってい
る。一方、第２の比較回路９Ｂは、２相の三角波信号φ
ａ、φｂをそれぞれ反転入力とする一対のコンパレータ
ＣＯＭＰｓ　、ＣＯＭＰｓからなっている。コンパレー
タＣ０ＭＰａ　、ＣＯＭＰ４の各反転入力及びコンパレ
ータＣＯＭＰｓ　、ＣＯＭＰｓの各非反転入力としては
、入力端子Ｐ１と基準電源（Ｖｒｅｆ）端子Ｐ２との間
に直列接続された抵抗Ｒ＋ｓ〜Ｒ＋ｓによって信号基準
レベルがシフトされたモータＭの駆動信号が供給される
。

抵抗Ｒ＋ｓとＲ１８、抵抗Ｒ＋ｓとＲ１７はそれぞれ同
じ抵抗値となるように設定され、また抵抗Ｒ＋ｓ。

Ｒ＋ｓの抵抗値は抵抗ＲＩ６．ＲＩ７に比して比較的大
きく設定されている。これにより、コンパレータＣＯＭ
　Ｐ　３　、　ＣＯＭ　Ｐ　４の各反転入力となる駆動
信号は、三角波信号の中心レベル＜１／２Ｖｒｅｆ）よ
りも正側に所定レベル（Δ■）だけシフトされ、又Ｄ　
ンハＬ／　−’ｌ　ＣＯＭ　Ｐ　ｓ　、　ＣＯＭ　Ｐ　
ｅ　（１）各反転入力となる駆動信号は、三角波信号の
中心レベル（１／２Ｖｒｅｆ）よりも負側に所定レベル
（Δ■）だけシフトされることになる。

コンパＩ、ｉ−１１−１ｃＯ、ＧＯＭＰ４　（７）各出
力はＡＮＤゲート１０の２人力となり、コンパレータＣ
ＯＭＰｓ　、ＣＯＭＰｓの各出力はＡＮＤゲート１１の
２人力となる。これにより、ＡＮＤゲート１０．１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓ〜抵抗Ｒ＋ｓによって１
　／　２　Ｖ　ｒｅｆなる信号基準レベルが付与されて
コンパレータＣＯＭ　Ｐ　７の非反転入力ともなってい
る。コンパレータＣＯＭＰｙは１　／　２　Ｖ　ｒｅｆ
を反転入力とすることで、駆動信号の信号基準レベルに
対する極性の判別行なう。コンパレータＣＯＭＰ７の判
別出力はＤ−ＦＦＩ　２のデータ（Ｄ）入力となる。Ｄ
−ＦＦ１２は三角波生成回路８におけるＲ３−ＦＦ４の
Ｑ出力をトリガ（Ｔ）入力とし、その司、Ｑ出力はＡＮ
Ｄゲート１３．１４の各−人力となる。ＡＮＤゲート１
３．１４はＡＮＤゲート１０．１１の各出力、即ち第１
及び第２のパルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ
−ＦＦＩ　２のＣＬ、Ｑ出力に基づいて第１及び第２の
パルス信号のうちのいずれか一方のみを出力する。ＡＮ
Ｄゲート１３．１４の各出力パルスは、後述するモータ
ドライブ回路１８における逆起電力吸収用ダイオードＤ
＋　、０２の逆起電力によるエネルギー損失分を補償す
る補償回路１’５．１６に供給される。補償回路１５．
１６からはＡＮＤゲート１３．１４の出力パルスに対し
、はぼ一定のパルス幅のパルスが追加されたパルス信号
が出力されることになる。補償回路１５．１６の各出力
パルスは、プリドライブ回路１７を介してモータドライ
ブ回路１８に供給される。

このモータドライブ回路１８において、モータＭはＰＮ
ＰＮ上形ンジスタＱ９とＮＰＮ形トランジスタＱ＋ｏ及
びＰＮＰ形トランジスタＱ　ｎとＮＰＮ形トランジスタ
Ｑ　１２の各コレクタ共通接続点間に接続されている。

トランジスタＱｓ　、　ＱＩＤ　、　Ｑｌｌ、、Ｑ１２
はパワートランジスタである。トランジスタＱ９．Ｑｎ
の各エミッタは直接電源Ｖａ：に接続され、各ベースは
それぞれ抵抗Ｒ１９，Ｒ２１を介して電源Ｖｃｃに接続
されている。一方、トランジスタＱ　ｍ　＊　０１２各
エミツタは共に接地され、各ベースはそれぞれ抵抗Ｒ２
＋、ＲＺ２を介して接地されると共にツェナーダイオー
ドＺＤ＋　、ＺＤ２を介して各コレクタに接続されてい
る。モータＭの両端は逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　
、Ｄ２を介して電源■匡に接続されている。

プリドライブ回路１７において、補償回路１６から供給
されるパルス信号は抵抗Ｒ２３，Ｒ２４及びトランジス
タＱＩ３からなるプリドライブ段を介してパワートラン
ジスタＱ９を駆動すると共に、インバータ１９で反転さ
れた後抵抗Ｒδ〜Ｒ２７及びトランジスタＱＩ４からな
るプリドライブ段を介してパワートランジスタＱｔ２を
駆動する。これにより、モータＭには図に実線で示す矢
印方向の電流が流れ、モータＭは正方向に回転駆動され
ることになる。また、補償回路１６からのパルス信号は
インバータ２０を介してトランジスタＱ５にも供給され
、モータＭの正方向駆動の停止時に当該トランジスタＱ
　＋ｓをオンせしめる。これにより、パワートランジス
タＱＩ２のベース・エミッタ間がトランジスタＱ　＋ｓ
によって短絡されるので、パワートランジスタＱ　１２
は瞬時にオフ状態となる。トランジスタＱＩｓのベース
は抵抗Ｒ２Ｂを介して電源■匡に接続されている。

一方、補償回路１５から供給されるパルス信号は抵抗Ｒ
２９，Ｒ：ａ及びトランジスタＱ　１ｓからなるブリド
ーライブ段を介してパワートランジスタＱ　ｎを駆動す
ると共に、インバータ２１で反転された後抵抗Ｒ３１〜
Ｒ（及びトランジスタＱＩ７からなるプリドライブ段を
介してパワートランジスタＱ＋。

を駆動する。これにより、モータＭには図に破線で示す
矢印方向の電流が流れ、モータＭは逆方向に回転駆動さ
れることになる。また、補償回路１５からの定電流源は
インバータ２２を介してトランジスタＱＩ８にも供給さ
れ、モータＭの逆方向駆動の停止時に当該トランジスタ
ＱＣｓをオンせしめる。これにより、パワートランジス
タＱ　＋ｔｒのベース・エミッタ間がトランジスタＱ　
ｒｅによって短絡されるので、パワートランジスタＱ　
＋ｏは瞬時にオフ状態となる。トランジスタＱＣｓのベ
ースは抵抗Ｒ３４を介して電源Ｖｃｃに接続されている
。

次に、本発明によるモータのＰＷＭ駆動回路の回路動作
について説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとき、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱｓ　、Ｑ４がオフ
状態にあるとき、コンデンサＣ１は第１の定電流源１か
ら供給される定電流により、第２図（ａ）に示すように
、一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサｃ１の
両端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達すると
コンパレータＣＯＭＰ＋が低レベルのパルス（ｂ）を発
生し、このパルス（ｂ）に応答してＲ８−ＦＦ４の４出
力（ｄ）が低レベルに遷移する。

これにより、トランジスタＱ６がオフ状態となるので、
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
．Ｑ４がオン状態となり、第ｉの定電流源１の定電流の
２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣ１は
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ＋の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４の口出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１．２による定電
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ１の両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）に
破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等
しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力され
ることになる。この２相の三角波信号φａ；φｂは第１
および第２の比較回路９Ａ、９Ｂの基準入力となる。

第１及び第２の比較回路９Ａ、９Ｂの比較入力としては
、１　／　２　Ｖ　ｒｅｆ＋Δ■及び１　／　２　Ｖ　
ｒｅｆ−Δ■の信号基準レベルを有するモータＭの駆動
信号が供給される。ここで、モータＭが例えばコンパク
トディスクを回転駆動するスピンドルモータである場合
には、ディスクからの再生同期信号と基準同期信号との
比較によって得られるエラー信号が上記駆動信号となり
、このエラー信号に基づいてスピンドルモータの駆動制
御が行なわれることになる。これがいわゆるスピンドル
サーボである。

ここで、駆動信号のレベルシフト前の信号レベルが零レ
ベル、所定レベル＋ΔＶ以上及び−ΔＶ以下の場合のＰ
ＷＭ動作について、第３図乃至第５図の波形図を参照し
つつ説明する。第３図乃至第５図は第１図のＰＷＭ回路
の動作波形図であり、（ａ）〜（ｆ）は第１図の各部信
号（ａ）〜（ｆ）の各波形をそれぞれ対応して示してい
る。

まず、駆動信号レベルが零レベルの場合（第３図参照）
、第１の比較回路９Ａに入力される駆動信号の信号レベ
ルは図に一点鎖線で示す如く１／２　Ｖ　ｒｅｆ＋Δ■
にレベルシフトされており、コンパレータＣＯＭＰ３の
出力（ａ）Ｕ、当該信号レベルに対し第１相の三角波信
号φａの信号レベルが低くなった時点ｔ１で高レベルか
ら低レベルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆
動信号の信号レベルを越える時点ｔ４まで低レベルを維
持する。また、フンパレータＣＯＭ　Ｐ　４の出力（ｂ
）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号
の信号レベルを越えた時点ｔ２で低レベルから高レベル
に遷移し、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ
３で再び低レベルに遷移する。しかし、これら出力（ａ
）及び（ｂ）を２人力とするＡＮＤゲート１０の出力（
Ｃ）はどの時点においても低レベルにあり、ＡＮＤゲー
ト１０からパルス信号は出力されない。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信号の信号
レベルは図に二点鎖線で示す如り１／２Ｖ　ｒｅｆ−Δ
Ｖにレベルシフトされており、コンパレータＣＯＭＰｓ
の出力（ｄ）は、当該信号レベルに対し第２相の三角波
信号φｂの信号レベルが高くなった時点で１で高レベル
から低レベルに遷移し、三角波信号φｂの信号レベルが
駆動信号の信号レベルより低くなる時点ｔ４まで低レベ
ルを維持する。また、コンパレータＣ；　ＯＭ　Ｐ　ｓ
の出力（ｌは、第１相の三角波信号φａの信号レベルが
駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ２で低レベ
ルから高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベル越える
時点ｔ３で再び低レベルに遷移する。しかし、これら出
力（ｄ）及び（ｅ）を２人力とするＡＮＤゲート１１の
出力（ｆ）もどの時点においても低レベルにあり、ＡＮ
Ｄゲート１１からもパルス信号は出力されない。

次に、駆動信号レベルが＋Δ■以上（ΔＶ十α）となっ
た場合について、第４図の波形図を参照して説明する。

この場合、第１の比較回路９Ａに入力される駆動信号の
信号レベルは図に一点鎖線で示す如＜１／２Ｖｒｅｆ＋
２ΔＶ＋αにレベルシフトされており、コンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓの出力（ａ）は、当該信号レベルに対し第
１相の三角波信号φａの信号レベルが低くなった時点ｔ
１で高レベルから低レベルに遷移し、三角波信号φａの
信号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ８ま
で低レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　４の出力（ｂ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レ
ベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ４で低レベ
ルから高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低
くなった時点ｔ５で再び低レベルに遷移する。しかし、
これら出力（ａ＞及び（ｂ）を２人力とするＡＮＤゲー
ト１０の出力（Ｃ）はどの時点においても低レベルにあ
り、ＡＮＤゲート１０からはパルス信号は出力されない
。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信号の信号
レベルは図に二点鎖線で示す如り１／２ｖｒｅｆ＋αに
レベルシフトされており、コンパレータＣＯＭＰｓの出
力（ｄ）は、当該信号レベルに対し第２相の三角波信号
φｂの信号レベルが高くなった時点ｔ３で高レベルから
低レベルに遷移し、三角波信号φｂの信号レベルが駆動
信号の信号レベルより低くなる時点ｔ６まで低レベルを
維持する。また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　６の出力（
ｅ）は、第１相の三角波信号φａの信号レベルが駆動信
号の信号レベルより低くなった時点ｔ２で低レベルから
高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベル越える時点ｔ
７で再び低レベルに遷移する。その結果、これら出力（
ｄ）及び（ｅ）を２人力とするＡＮＤゲート１１の出力
（ｆ）は、時点ｔ２とｔ３の間及び時点ｔ６とｔ７の間
で高レベルとなり、ＡＮＤゲート１１から正方向駆動パ
ルス信号が出力されることになる。

次に、駆動信号レベルがトΔ■以下（ΔＶ−α）となっ
た場合について、第５図の波形図に基づいて説明する。

この場合、第１の比較回路９Ａに入力される駆動信号の
信号レベルは図に一点鎖線で示す如＜１／２Ｖｒｅｆ−
αにレベルシフトされており、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　３の出力（ａ＞は、当該信号レベルに対し第１相の三
角波信号φａの信号レベルが低くなった時点ｔ！で高レ
ベルから低レベルに遷移し、三角波信号φａの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ４まで低レベ
ルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ４の出力（
ｂ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信
号の信号レベルより−低くなった時点ｔ５で高レベルか
ら低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルを越えた時
点ｔ８で再び高レベルに遷移する。その結果、これら出
力（’ａ）及び（ｂ）を２人力とするＡＮＤゲート１０
の出力（Ｃ）は、時点ｔ４とｔ５の間及び時点ｔ８とｔ
ｌの間で高レベルとなり、ＡＮＤゲート１０から逆方向
駆動パルス信号が出力されることになる。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信号の信号
レベルは図に二点鎖線で示す如り１／２Ｖ　ｒｅｆ−Δ
■−αにレベルシフトされており、コンパレータＣＯＭ
Ｐｓの出力（ｄ）は、当該信号レベルに対し第２相の三
角波信号φｂの信号レベルが低くなった時点ｔ６で低レ
ベルから高レベルに遷移し、三角波信号φｂの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルより高くなる時点ｔ７まで低
レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　ｓ
の出力（ｅ）は、第１相の三角波信号φａの信号レベル
が駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ２で低レ
ベルから高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベル越え
る時点ｔ３で再び低レベルに遷移する。しかし、これら
出力（ｄ）及び（ｅ）を２人力とするＡＮＤゲート１１
の出力（ｆ）は、どの時点においても低レベルにあり、
ＡＮＤゲート１１からはパルス信号は出力されない。

以上の説明から明らかなように、駆動信号のレベルシフ
ト前の信号レベルが零レベルに対して±Δ■の範囲では
正逆いずれの方向の駆動パルスも発生されないことにな
る。すなわち、零レベル゛に対して±ΔＶの範囲の駆動
信号に対しては回路的には不感帯となるのである。従っ
て、±△Ｖの範囲をモータＭの不感帯に対応して設定す
ることにより、モータＭの不感帯では何ら電流が流れる
ことはなく、無駄な電力の損失もなくなるのである。

再び第１図において、ＡＮＤゲート１ｏ、ｉｉから出力
される駆動方向に対応した２つのパルス信号は、それぞ
れＡＮＤゲート１３．１４の各−人力となる。駆動信号
はコンパレータＣＯＭＰｓの比較入力ともなって、信号
基準レベル１／２Ｖｒｅｆに対する極性が判別される。

このコンパレータＣＯＭＰ７の比較出力をデータ入力と
するＤ−ＦＦＩ　２は、三角波生成回路８におけるＲ３
−ＦＦ４のＱ出力をトリガ入力としており、当該Ｑ出力
の立下がりのタイミングでＱ、　ＣＦ出力を発生する。

このＱ、Ａ出力はモータＭの駆動方向を決定するゲート
制御信号としてＡＮＤゲート１４．１３に供給される。

ＡＮＤゲート１３．１４から出力されるモータＭの駆動
方向に対応した第１又は第２のパルス信号は補償回路１
５．１６及びプリドライブ回路１７を介してモータドラ
イブ回路１８に供給され、これによりモータＭは正方向
又は逆方向に駆動されることになる。

なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。

ｌ肚立皇ｊ以上説明したように、本発明によるモータのＰＷＭ駆動
回路によれば、回路的に不感帯を設け、モータの不感帯
範囲内ではモータに電流が流れないように構成したので
、モータの不感帯における電力損失を無くすことができ
、消費電力を低減できることになる。従って、本発明に
よるＰＷＭ駆動回路を用いることにより、電源装置の省
電力化、小型化及び軽量化が可能となり、かかる駆動回
路は特に車載用機器や携帯用機器におけるモータの駆動
用として最適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図、第４図及び第５図は駆動信号のレ
ベルシフト前の信号レベルが零レベル、所定レベル＋Δ
Ｖ以上及び−ΔＶ以下の場合のＰＷＭ動作によるモータ
の駆動方向に対応した２つのパルス信号の生成動作を説
明するための各部波形図である。主要部分の符号の説明１・・・・・・第１の定電流源２・・・・・・第２の定電流源３．９Ａ、９Ｂ・・・・・・比較回路８・・・・・・三角波生成回路１５．１６・・・・・・補償回路１７・・・・・・プリドライブ回路１８・・・・・・モータドライブ回路纂２　図毛３　ロ幕４　図

Claims

【特許請求の範囲】

駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信号を
生成するパルス生成手段を有し、このパルス信号に基づ
いてモータをスイッチング駆動するＰＷＭ（パルス幅変
調）駆動回路であつて、前記パルス生成手段は、ピーク
値がほぼ等しく互いに逆相の２相の三角波信号を発生す
る三角波生成手段と、前記２相の三角波信号をそれぞれ
非反転入力としかつ前記三角波信号の中心レベルよりも
正側に所定レベルだけシフトされた前記駆動信号を反転
入力とする一対のコンパレータからなる第１の比較回路
と、前記２相の三角波信号をそれぞれ反転入力としかつ
前記三角波信号の中心レベルよりも負側に所定レベルだ
けシフトされた前記駆動信号を非反転入力とする一対の
コンパレータからなる第２の比較回路とを備え、前記第
１及び第２の比較回路の各出力に基づいて前記パルス信
号を生成することを特徴とするモータのＰＷＭ駆動回路
。