JPS6276801A - デジタル形温度補償水晶発振器 - Google Patents
デジタル形温度補償水晶発振器Info
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- JPS6276801A JPS6276801A JP21479085A JP21479085A JPS6276801A JP S6276801 A JPS6276801 A JP S6276801A JP 21479085 A JP21479085 A JP 21479085A JP 21479085 A JP21479085 A JP 21479085A JP S6276801 A JPS6276801 A JP S6276801A
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000003491 array Methods 0.000 description 5
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Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデジタル温度補償回路を有する温度補償水晶発
振器に関し、特に、通信装置用に使用されるデジタル形
温度補償水晶発振器に関する。
振器に関し、特に、通信装置用に使用されるデジタル形
温度補償水晶発振器に関する。
デジタル形温度補償水晶発振器としては、従来第２図に
示されるものが用いられていた。第２図において、温度
検出回路１０は温度に応じた電圧を出力する温度センサ
として機能しており、検出出力をＡ−Ｄコンバータ１１
へ出力するように構成されている。Ａ−Ｄコンバータ１
１は温度検出回路１０の出力電圧をデジタルデータに変
換するようになっている。そしてこのデータは記憶回路
１２に記憶される。記憶回路１２には発振周波数調整用
の記憶データが予め書き込まれており、Ａ−Ｄコンバー
タ１１の出力が記憶回路１２に供給されると、この出力
に従ったアドレスが指定され、記憶回路１２の記憶デー
タのうち特定のデータが読み出されてＤ−Ａコンバーク
１３へ出力される。そしてＤ−Ａコンバーク１３におい
て読み出されたデータに従ったアナログ量の電圧に変換
される。Ｄ−Ａコンバータ１３の出力はＬＰＦ（ローパ
スフィルタ）１４を介して、あるいはＬＰＦ１４を経由
せずに直接可変容量ダイオード１７に供給されるように
なっている。可変容量ダイオード１７にはコンデンサ１
８が直列接続されていると共に水晶振動子１６を介して
負性抵抗発生回路１５が接続され、これらの素子によっ
て水晶発振回路が形成されている。
示されるものが用いられていた。第２図において、温度
検出回路１０は温度に応じた電圧を出力する温度センサ
として機能しており、検出出力をＡ−Ｄコンバータ１１
へ出力するように構成されている。Ａ−Ｄコンバータ１
１は温度検出回路１０の出力電圧をデジタルデータに変
換するようになっている。そしてこのデータは記憶回路
１２に記憶される。記憶回路１２には発振周波数調整用
の記憶データが予め書き込まれており、Ａ−Ｄコンバー
タ１１の出力が記憶回路１２に供給されると、この出力
に従ったアドレスが指定され、記憶回路１２の記憶デー
タのうち特定のデータが読み出されてＤ−Ａコンバーク
１３へ出力される。そしてＤ−Ａコンバーク１３におい
て読み出されたデータに従ったアナログ量の電圧に変換
される。Ｄ−Ａコンバータ１３の出力はＬＰＦ（ローパ
スフィルタ）１４を介して、あるいはＬＰＦ１４を経由
せずに直接可変容量ダイオード１７に供給されるように
なっている。可変容量ダイオード１７にはコンデンサ１
８が直列接続されていると共に水晶振動子１６を介して
負性抵抗発生回路１５が接続され、これらの素子によっ
て水晶発振回路が形成されている。
ＬＰＦ＋４の出力が可変容量ダイオード１７に供給され
ると、ＬＰＦ１４の出力電圧に応じて可変容量ダイオー
ド１７の容量が変化し発振回路の周波数が調整される。
ると、ＬＰＦ１４の出力電圧に応じて可変容量ダイオー
ド１７の容量が変化し発振回路の周波数が調整される。
即ち、温度に応じた信号を可変容量ダイオード１７へ出
力することによって水晶発振回路の周波数を温度に応じ
て調整することができ、発振周波数の安定化を図ること
ができる。
力することによって水晶発振回路の周波数を温度に応じ
て調整することができ、発振周波数の安定化を図ること
ができる。
ここで、Ｄ−Ａコンバータ１３の出力にＬＰＦ１４が挿
入されている理由について説明する。
入されている理由について説明する。
即ち、Ｄ−Ａコンバーク１３の出力電圧は階段波形とし
て出力されるから、この信号をそのまま可変容量ダイオ
ード１７に印加すると、第５図に示されるように、発振
周波数ｆが急峻な変化を繰り返す。そのため、発振器が
パルス性雑音によって変調を受けているのと同等の状態
を呈し、結果として発振器出力の純度（Ｃ／Ｎ比）が悪
化する。そこで、Ｄ−Δコンバータ１３の出力にＬＰＦ
］４を挿入し、急峻な周波数変動を抑制することがなさ
れている。ＬＰＦ１４は第４図に示されるように抵抗４
７．４８、コンデンサ４９を有し、ＬＰＦ１４をＤ−Ａ
コンバータ１３の出力に挿入すると、発振周波数の制御
特性が第６図の実線で示されるようになる。
て出力されるから、この信号をそのまま可変容量ダイオ
ード１７に印加すると、第５図に示されるように、発振
周波数ｆが急峻な変化を繰り返す。そのため、発振器が
パルス性雑音によって変調を受けているのと同等の状態
を呈し、結果として発振器出力の純度（Ｃ／Ｎ比）が悪
化する。そこで、Ｄ−Δコンバータ１３の出力にＬＰＦ
］４を挿入し、急峻な周波数変動を抑制することがなさ
れている。ＬＰＦ１４は第４図に示されるように抵抗４
７．４８、コンデンサ４９を有し、ＬＰＦ１４をＤ−Ａ
コンバータ１３の出力に挿入すると、発振周波数の制御
特性が第６図の実線で示されるようになる。
なお、第６図における点線はＬＰＦ１４がない場合の制
御特性（第５図と同一）を示している。このようにＬＰ
Ｆ１４を挿入することにより、急峻な周波数変動が押さ
えられる。これは周波数変調における変調波の高周波成
分が減少した状態を現出しているわけであり、Ｃ／Ｎ比
の向」−をもたらす結果となる。通信機用デジタル温度
補償水晶発振器には、安定度のみならずＣ／Ｎ比が良い
ことがしばしば求められるので、上述したようにＬ Ｐ
Ｆが使用される。
御特性（第５図と同一）を示している。このようにＬＰ
Ｆ１４を挿入することにより、急峻な周波数変動が押さ
えられる。これは周波数変調における変調波の高周波成
分が減少した状態を現出しているわけであり、Ｃ／Ｎ比
の向」−をもたらす結果となる。通信機用デジタル温度
補償水晶発振器には、安定度のみならずＣ／Ｎ比が良い
ことがしばしば求められるので、上述したようにＬ Ｐ
Ｆが使用される。
第２図に示した構成は一種の開ループ制御系を形成して
いることは明らかであり、あらかじめある制御誤差内に
管理できるように設定された記憶データをもとに逐一可
変容量ダイオード１７の容量を変化させて周波数の安定
化を達成している。温度に対して管理すべきデータを発
生する手段は、第２図に示す温度検出回路１０．八−Ｄ
コンバータ１１および記憶回路１２を使用する方法以外
にも多くの方法がある。例えばアナログ方式が従来より
多く使用されている。それにも拘わらず最近とみにデジ
タル形温度補償水晶発振器が必要とされる理由は、その
量産性と経済性の向上にあると考えられる。即ち、高精
度にかつ個々のばらつきが少なく生産できる手段がデジ
タル形回路構成で容易にかつ経済的に実現できるからに
他ならない。
いることは明らかであり、あらかじめある制御誤差内に
管理できるように設定された記憶データをもとに逐一可
変容量ダイオード１７の容量を変化させて周波数の安定
化を達成している。温度に対して管理すべきデータを発
生する手段は、第２図に示す温度検出回路１０．八−Ｄ
コンバータ１１および記憶回路１２を使用する方法以外
にも多くの方法がある。例えばアナログ方式が従来より
多く使用されている。それにも拘わらず最近とみにデジ
タル形温度補償水晶発振器が必要とされる理由は、その
量産性と経済性の向上にあると考えられる。即ち、高精
度にかつ個々のばらつきが少なく生産できる手段がデジ
タル形回路構成で容易にかつ経済的に実現できるからに
他ならない。
第２図に示したデジタル形温度補償水晶発振器は、従来
のアナログ式のものよりもコストパフォーマンスを改善
できるが、更に効果を大きくしようとするデジタル形温
度補償水晶発振器が提案されている。〔［デジタルＴＣ
Ｘ○の位置構成法」（昭和５９年度電子通信学会総合全
国大会、文献Ｎｏ。
のアナログ式のものよりもコストパフォーマンスを改善
できるが、更に効果を大きくしようとするデジタル形温
度補償水晶発振器が提案されている。〔［デジタルＴＣ
Ｘ○の位置構成法」（昭和５９年度電子通信学会総合全
国大会、文献Ｎｏ。
６３０〕。このデジタル形温度補償水晶発振器を第３図
に示す。この発振器は、第２図に示ず］）−Ａコンバー
タ１３、ＬＰＦ１４、可変容量ダイオード１７を削除し
、可変容量ダイオード１７の代わりに容量アレイ（コン
デンサ）２０〜２３を設け、各容量アレイ２０〜２３に
それぞれＭＯＳ）ランジスタ（ＦＥＴ）スイッチ素子２
４〜２７を配設したものである。
に示す。この発振器は、第２図に示ず］）−Ａコンバー
タ１３、ＬＰＦ１４、可変容量ダイオード１７を削除し
、可変容量ダイオード１７の代わりに容量アレイ（コン
デンサ）２０〜２３を設け、各容量アレイ２０〜２３に
それぞれＭＯＳ）ランジスタ（ＦＥＴ）スイッチ素子２
４〜２７を配設したものである。
第３図において、容量アレイ２ｏ〜２３の容量値の比率
は例えば１：２：４：８に定められている。又、記憶回
路１２の出力は直並列変換器１９へ供給されており、直
並列変換器１９の出力によってＭＯＳ）ランジスタスイ
ッチ素子２４〜２７をオン・オフ制御するように構成さ
れている。なお、記憶回路１２の出力が並列出力である
場合には直並列変換器１９は不要となる。
は例えば１：２：４：８に定められている。又、記憶回
路１２の出力は直並列変換器１９へ供給されており、直
並列変換器１９の出力によってＭＯＳ）ランジスタスイ
ッチ素子２４〜２７をオン・オフ制御するように構成さ
れている。なお、記憶回路１２の出力が並列出力である
場合には直並列変換器１９は不要となる。
第３図に示す発振器の場合には、スイッチ素子２４〜２
７のオンオフによって容量アレイ２ｏ〜２３をコンデン
サ１８と並列接続することによって発振周波数を調整す
ることができると共に、可変容量ダイオード１７が不要
なため、ＬＳＩ化に適し、かつ容量アレイ２０〜２３、
スイッチ素子２４〜２７が第２１図のＤ−Ａコンバータ
１３と同程度のチップ面積でも実現できることから小型
化及び低コスト化を図ることができる。
７のオンオフによって容量アレイ２ｏ〜２３をコンデン
サ１８と並列接続することによって発振周波数を調整す
ることができると共に、可変容量ダイオード１７が不要
なため、ＬＳＩ化に適し、かつ容量アレイ２０〜２３、
スイッチ素子２４〜２７が第２１図のＤ−Ａコンバータ
１３と同程度のチップ面積でも実現できることから小型
化及び低コスト化を図ることができる。
しかしながら、第３図に示す発振器の場合には、スイッ
チ素子２４〜２７のオンオフによって発振周波数を調整
するように構成されていたため、第５図に示されるよう
な発振周波数となり、Ｃ／Ｎ比が悪化するという不具合
があった。即ち、スイッチ素子２４〜２７のオンオフ時
の過渡的変化の影響により水晶振動子１６側より見た場
合の瞬時の容量の変動量は通常の階段的変化の値よりも
拡大される。
チ素子２４〜２７のオンオフによって発振周波数を調整
するように構成されていたため、第５図に示されるよう
な発振周波数となり、Ｃ／Ｎ比が悪化するという不具合
があった。即ち、スイッチ素子２４〜２７のオンオフ時
の過渡的変化の影響により水晶振動子１６側より見た場
合の瞬時の容量の変動量は通常の階段的変化の値よりも
拡大される。
特に容量アレイ２０〜２３のうち容量の大きいものを断
続する場合には影響が大きい。この結果、第５図の周波
数制御特性に示すような鋭いパルス状の変化も表れる。
続する場合には影響が大きい。この結果、第５図の周波
数制御特性に示すような鋭いパルス状の変化も表れる。
このようなインパルス状の周波数変化が生ずることは、
インパルス性の雑音電圧により周波数変調されているこ
とと等価であり、低い周波数から高い周波数にまで広く
周波数のゆらぎ成分が存在していることを示している。
インパルス性の雑音電圧により周波数変調されているこ
とと等価であり、低い周波数から高い周波数にまで広く
周波数のゆらぎ成分が存在していることを示している。
このような現象は第２図のものにも多かれ少なかれ生じ
るが、第２図のものにおいてはＬＰＦ１４によって段階
的周波数変化によるものと、インパルス的周波数変化に
よるものとの両方の合成されたゆらぎ成分をＬＰＦ１４
によって制御してＣ／Ｎ比の変化を防止している。とこ
ろが第３図の発振器の場合には容量アレイ２０〜２３を
直接切り換えて発振周波数を調整するようにされている
ため、発振周波数の純度が悪化するという不具合があっ
た。
るが、第２図のものにおいてはＬＰＦ１４によって段階
的周波数変化によるものと、インパルス的周波数変化に
よるものとの両方の合成されたゆらぎ成分をＬＰＦ１４
によって制御してＣ／Ｎ比の変化を防止している。とこ
ろが第３図の発振器の場合には容量アレイ２０〜２３を
直接切り換えて発振周波数を調整するようにされている
ため、発振周波数の純度が悪化するという不具合があっ
た。
又、第３図の発振器において、スイッチ素子２４〜２７
として、第７図に示されるＭＯＳ）ランジスク３２を用
いたり、あるいは第８図に示されるようなＭＯＳ ）ラ
ンジスク３７、反転増幅器５０を有するものを用いて、
これらのスイッチング素子をオンオフしても、第５図に
示される発振周波数制御特性しか得ることができない。
として、第７図に示されるＭＯＳ）ランジスク３２を用
いたり、あるいは第８図に示されるようなＭＯＳ ）ラ
ンジスク３７、反転増幅器５０を有するものを用いて、
これらのスイッチング素子をオンオフしても、第５図に
示される発振周波数制御特性しか得ることができない。
即ぢ、第９図に示されるようにコンデンサ２０とスイッ
チ２４の直列回路からなるもののスイッチ素子２４のゲ
ート３３に制御電圧を与えてスイッチ素子２４をオンオ
フした場合の等価回路は第１０図に示されるようになる
。そして、ゲート３３の制御電圧をＶｇとしてＶｇとＣ
ｘ及びＲｘの値の変化を表わすと第１１図のようになる
。
チ２４の直列回路からなるもののスイッチ素子２４のゲ
ート３３に制御電圧を与えてスイッチ素子２４をオンオ
フした場合の等価回路は第１０図に示されるようになる
。そして、ゲート３３の制御電圧をＶｇとしてＶｇとＣ
ｘ及びＲｘの値の変化を表わすと第１１図のようになる
。
Ｒｘは通常の場合発振周波数においてＣｘのインピーダ
ンスに比較して無視し得るほど大きく取ることは容易で
あるので、設計時においてＲｘが最小値を取るＶｇ２の
条件下でもＣｘのインピーダンスへの影響が無視し得る
ように設計すれば良Ｇ１ｏ又、ゲート３３の入力電圧が
オンオフによりＶｇ１からＶｇ３まで変化するとすれば
、ＣｘはＣＸ１からＣｘ２に変化する。従って周波数も
これに従って変化する。ただし制御電圧がＶｇｌからＶ
ｇ２に瞬間的に変化するからＣｘもＣＸ２に瞬間的に変
わる。同様の変化が他の回路においても発生するので結
果として発振回路の周波数特性が第５図のようになる。
ンスに比較して無視し得るほど大きく取ることは容易で
あるので、設計時においてＲｘが最小値を取るＶｇ２の
条件下でもＣｘのインピーダンスへの影響が無視し得る
ように設計すれば良Ｇ１ｏ又、ゲート３３の入力電圧が
オンオフによりＶｇ１からＶｇ３まで変化するとすれば
、ＣｘはＣＸ１からＣｘ２に変化する。従って周波数も
これに従って変化する。ただし制御電圧がＶｇｌからＶ
ｇ２に瞬間的に変化するからＣｘもＣＸ２に瞬間的に変
わる。同様の変化が他の回路においても発生するので結
果として発振回路の周波数特性が第５図のようになる。
本発明の目的は、ＬＳＩ化に適しＣ／Ｎ比の向上を図る
ことができるデジタル形温度補償水晶発振器を提供する
ことにある。
ことができるデジタル形温度補償水晶発振器を提供する
ことにある。
本発明は、水晶振動子と直列接続され、水晶発振回路中
のコンデンサに並列接続される発振周波数調整用コンデ
ンサ群と、各発振周波数調整用コンデンサと直列接続さ
れ、各発振周波数調整用コンデンサの水晶発振回路への
投入を制御するトランジスタスイッチ素子群と、温度に
応じた電圧を出力する温度センサと、温度センサの出力
をデジタルデータに変換する変換手段と、変換手段出力
のデジタルデータに従った制御電圧を特定のトランジス
タスイッチ素子へ出力する電圧発生手段と、電圧発生手
段出力の制御電圧を各トランジスタスイッチ素子へ供給
する充放電回路群とを備え、各充放電回路は、各トラン
ジスタスイッチ素子のインピーダンスが時間的に連続し
て変化するアナログ量の信号を出力することを特徴とし
ている。
のコンデンサに並列接続される発振周波数調整用コンデ
ンサ群と、各発振周波数調整用コンデンサと直列接続さ
れ、各発振周波数調整用コンデンサの水晶発振回路への
投入を制御するトランジスタスイッチ素子群と、温度に
応じた電圧を出力する温度センサと、温度センサの出力
をデジタルデータに変換する変換手段と、変換手段出力
のデジタルデータに従った制御電圧を特定のトランジス
タスイッチ素子へ出力する電圧発生手段と、電圧発生手
段出力の制御電圧を各トランジスタスイッチ素子へ供給
する充放電回路群とを備え、各充放電回路は、各トラン
ジスタスイッチ素子のインピーダンスが時間的に連続し
て変化するアナログ量の信号を出力することを特徴とし
ている。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す第１図に
は、本発明の好適な実施例の構成が示されている。本実
施例は、直並列変換器１９とスイッチ素子２４〜２７と
の間に充放電回路２８〜３１を挿入したものであり、他
の構成は第３図のものと同様であるので、同一のものに
は同一符号を付してそれらの説明は省略する。
は、本発明の好適な実施例の構成が示されている。本実
施例は、直並列変換器１９とスイッチ素子２４〜２７と
の間に充放電回路２８〜３１を挿入したものであり、他
の構成は第３図のものと同様であるので、同一のものに
は同一符号を付してそれらの説明は省略する。
充放電回路２８〜３１は、それぞれ第１２図に示される
ように、コンテンツ４０と抵抗４１から構成されており
、端子３８が直並列変換器１９に接続され、端子３９が
スイッチ素子２４〜２７のゲートに接続されている。こ
のため、直並列変換器１９のオンオフ出力に対してＶｇ
がＶｇｌとＶｇ２との間を時間をかけて変化するので、
発振回路の周波数特性を、第６図に示される特性とする
ことが可能となる。なお、充放電回路２８〜３１として
、第１３図に示されるように定電流源４２を用いろこと
も可能である。ただし定電流源４２は、充放電するため
に端子３８の電圧に対応して電流の方向が変化するよう
になる必要がある。端子３９にはＭＯＳ ）ランジスク
スイッチ素子のゲートが接続されるのみであり、かつゲ
ートのインピーダンスは非常に高いので、はぼ無限大の
インピーダンスが接続されているとして見ることができ
る。第１４図には端子３８の入力電圧波形４３と端子３
９の出力電圧波形４４が示されている。
ように、コンテンツ４０と抵抗４１から構成されており
、端子３８が直並列変換器１９に接続され、端子３９が
スイッチ素子２４〜２７のゲートに接続されている。こ
のため、直並列変換器１９のオンオフ出力に対してＶｇ
がＶｇｌとＶｇ２との間を時間をかけて変化するので、
発振回路の周波数特性を、第６図に示される特性とする
ことが可能となる。なお、充放電回路２８〜３１として
、第１３図に示されるように定電流源４２を用いろこと
も可能である。ただし定電流源４２は、充放電するため
に端子３８の電圧に対応して電流の方向が変化するよう
になる必要がある。端子３９にはＭＯＳ ）ランジスク
スイッチ素子のゲートが接続されるのみであり、かつゲ
ートのインピーダンスは非常に高いので、はぼ無限大の
インピーダンスが接続されているとして見ることができ
る。第１４図には端子３８の入力電圧波形４３と端子３
９の出力電圧波形４４が示されている。
ここでコンテンツ４０として１ｐＦの容量のものを用い
、定電流源４２の電流が１Ｏ−８Ａとし、コンテンツ４
０の両端の最高電圧が５■としたとき、第１４図中のτ
−０，５Ｘ１叶８秒となって等偏向に遮断周波数が数ｋ
Ｈ２のＬ Ｐ Ｆを実現することができる。
、定電流源４２の電流が１Ｏ−８Ａとし、コンテンツ４
０の両端の最高電圧が５■としたとき、第１４図中のτ
−０，５Ｘ１叶８秒となって等偏向に遮断周波数が数ｋ
Ｈ２のＬ Ｐ Ｆを実現することができる。
即ち、本実施例においては、直並列変換器１９とスイッ
チ素子２４〜２７の間にＬ Ｐ Ｆを構成する充放電回
路２８〜３１を挿入し、発振周波数が急激に変化するの
を抑制するようにしたため、Ｃ／Ｎ比が悪化するのを防
止することができる。
チ素子２４〜２７の間にＬ Ｐ Ｆを構成する充放電回
路２８〜３１を挿入し、発振周波数が急激に変化するの
を抑制するようにしたため、Ｃ／Ｎ比が悪化するのを防
止することができる。
なお、τ−０．５Ｘ１０−３秒のＬＰＦを構成したとき
には第１１図における容量ＣｘｌとＣＸ２との変化が約
０．５ｍｍ秒間に連続的にかつ比較的なめらかに行われ
ていることを意味する。
には第１１図における容量ＣｘｌとＣＸ２との変化が約
０．５ｍｍ秒間に連続的にかつ比較的なめらかに行われ
ていることを意味する。
以」二説明したように、本発明によれば電圧発生手段と
トランジスタスイッチ素子群との間に充放電回路群を挿
入し、トランジスタスイッチ素子のオン・オフによって
発振周波数が急激に変化するのを制御するよづにしたた
め、小型化、経済性を損なうことなく、ＬＳＩ化に適し
かつ高純度の発振出力を得ることができるという優れた
効果が得られる。
トランジスタスイッチ素子群との間に充放電回路群を挿
入し、トランジスタスイッチ素子のオン・オフによって
発振周波数が急激に変化するのを制御するよづにしたた
め、小型化、経済性を損なうことなく、ＬＳＩ化に適し
かつ高純度の発振出力を得ることができるという優れた
効果が得られる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は可変
容量ダイオードを用いた従来の発振器の構成図、 第３図は容量アレイを用いた従来の発振器の構成図、 第４図はＬＰＦ１４の具体的構成図、 第５図は温度と発振周波数との関係を示す線図、第６図
は本発明に係る発振周波数特性を示す線図、 第７図はＭＯＳ）ランジスタ３２の構成説明図、第８図
はＭＯＳ）ランジスタ３７と反転増幅器５０を用いたス
イッチ素子の構成説明図、 第９図はコンテンツ２０とトランジスタスイッチ線図、 第１２図は充放電回路２８〜３１の具体的構成図、第１
３図は第２図の他の実施例を示す構成図、第１４図は第
１３図の入力電圧と出力電圧の関係を示す線図である。 １０ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
温度検出回路１１ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・ Δ−Ｄコンバータ１２ ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・ 記憶回路−１３・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ Ｄ−Ａコ
ンバーク１４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ ＬＰＦ１５ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ 負性抵抗発生回路１６ ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・川 水晶振動子１９
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ 直並列
変換器２０、２１．２２．２３ ・・・ 容量アレイ
２４、２５．２６．２７ ・・・ ＦＥＴスイッチ素
子２８、２９．３０．３１ ・・・ 充放電回路４７
．４８ ・・・・・・・・・・・・・・ 抵抗４９
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ コンデン
ザ代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 （ｔ！ ａｌＯ 第５図 ＶＤＤ 第７図 第８図 第９図 第１０図 Ｎ力電圧 第１１図 第１４図
容量ダイオードを用いた従来の発振器の構成図、 第３図は容量アレイを用いた従来の発振器の構成図、 第４図はＬＰＦ１４の具体的構成図、 第５図は温度と発振周波数との関係を示す線図、第６図
は本発明に係る発振周波数特性を示す線図、 第７図はＭＯＳ）ランジスタ３２の構成説明図、第８図
はＭＯＳ）ランジスタ３７と反転増幅器５０を用いたス
イッチ素子の構成説明図、 第９図はコンテンツ２０とトランジスタスイッチ線図、 第１２図は充放電回路２８〜３１の具体的構成図、第１
３図は第２図の他の実施例を示す構成図、第１４図は第
１３図の入力電圧と出力電圧の関係を示す線図である。 １０ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
温度検出回路１１ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・ Δ−Ｄコンバータ１２ ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・ 記憶回路−１３・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ Ｄ−Ａコ
ンバーク１４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・ ＬＰＦ１５ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・ 負性抵抗発生回路１６ ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・川 水晶振動子１９
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ 直並列
変換器２０、２１．２２．２３ ・・・ 容量アレイ
２４、２５．２６．２７ ・・・ ＦＥＴスイッチ素
子２８、２９．３０．３１ ・・・ 充放電回路４７
．４８ ・・・・・・・・・・・・・・ 抵抗４９
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ コンデン
ザ代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 （ｔ！ ａｌＯ 第５図 ＶＤＤ 第７図 第８図 第９図 第１０図 Ｎ力電圧 第１１図 第１４図
Claims (1)
- （１）水晶振動子と直列接続され、水晶発振回路中のコ
ンデンサに並列接続される発振周波数調整用コンデンサ
群と、各発振周波数調整用コンデンサと直列接続され、
各発振周波数調整用コンデンサの水晶発振回路への投入
を制御するトランジスタスイッチ素子群と、温度に応じ
た電圧を出力する温度センサと、温度センサの出力をデ
ジタルデータに変換する変換手段と、変換手段出力のデ
ジタルデータに従った制御電圧を特定のトランジスタス
イッチ素子へ出力する電圧発生手段と、電圧発生手段出
力の制御電圧を各トランジスタスイッチ素子へ供給する
充放電回路群とを備え、各充放電回路は、各トランジス
タスイッチ素子のインピーダンスが時間的に連続して変
化するアナログ量の信号を出力することを特徴とするデ
ジタル形温度補償水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21479085A JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21479085A JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6276801A true JPS6276801A (ja) | 1987-04-08 |
| JPH0535921B2 JPH0535921B2 (ja) | 1993-05-27 |
Family
ID=16661573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21479085A Granted JPS6276801A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | デジタル形温度補償水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6276801A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5117206A (en) * | 1989-12-05 | 1992-05-26 | Seiko Epson Corporation | Variable capacitance integrated circuit usable in temperature compensated oscillators |
| JPH06303035A (ja) * | 1993-04-16 | 1994-10-28 | Citizen Watch Co Ltd | 温度補償型発振器の周波数調整方法および温度補償型発振器 |
| EP1555753A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-20 | Dialog Semiconductor GmbH | High Q linear controlled variable capacitor |
| JP2014072857A (ja) * | 2012-10-01 | 2014-04-21 | Seiko Npc Corp | 温度補償型発振回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825463A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 | ||
| JPS6082845U (ja) * | 1983-11-11 | 1985-06-08 | 日本マランツ株式会社 | デイジタル温度補償水晶発振器のノイズ低減回路 |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP21479085A patent/JPS6276801A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825463A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 | ||
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| EP1555753A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-20 | Dialog Semiconductor GmbH | High Q linear controlled variable capacitor |
| US7265459B2 (en) | 2004-01-14 | 2007-09-04 | Dialog Semiconductor Gmbh | High Q linear controlled variable capacitor |
| JP2014072857A (ja) * | 2012-10-01 | 2014-04-21 | Seiko Npc Corp | 温度補償型発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0535921B2 (ja) | 1993-05-27 |
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