JPS642031B2 - - Google Patents
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- JPS642031B2 JPS642031B2 JP7083280A JP7083280A JPS642031B2 JP S642031 B2 JPS642031 B2 JP S642031B2 JP 7083280 A JP7083280 A JP 7083280A JP 7083280 A JP7083280 A JP 7083280A JP S642031 B2 JPS642031 B2 JP S642031B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、交互に導通制御される少なくとも一
対のスイツチング素子を有するインバータ回路
と、このインバータ回路を介して一次巻線が直流
電源に接続される変圧器と、この変圧器の二次巻
線に接続された整流器と、この整流器と負荷との
間に接続された平滑コンデンサと、前記スイツチ
ング素子の通流率を制御することにより負荷に供
給する出力電圧を所望値に保つ制御手段とを備え
たスイツチングレギユレータに関する。
対のスイツチング素子を有するインバータ回路
と、このインバータ回路を介して一次巻線が直流
電源に接続される変圧器と、この変圧器の二次巻
線に接続された整流器と、この整流器と負荷との
間に接続された平滑コンデンサと、前記スイツチ
ング素子の通流率を制御することにより負荷に供
給する出力電圧を所望値に保つ制御手段とを備え
たスイツチングレギユレータに関する。
従来、直流安定化電源回路として、シリーズレ
ギユレータが安定性に優れ、出力電圧リプルが低
いという特徴を有することから多用されていた
が、効率が低くしかも直列トランジスタで消費す
る電力損失が大きいという欠点を有する。このた
め、今日においては、直流電圧をオンオフ制御
し、このオン時間とオフ時間との比で出力電圧を
制御する効率のよいスイツチングレギユレータが
使用される傾向にある。 一般に、この種のスイツチングレギユレータと
して、例えば、第１図に示す回路構成からなる電
流形スイツチングレギユレータが知られている。
すなわち、第１図に示すスイツチングレギユレー
タは、直流電源Ｅに対しトランジスタ等のスイツ
チング素子Tr1〜Tr4をブリツジ接続したインバ
ータ回路INVと、このインバータ回路INVの交
流出力端子に変圧器Ｔを介してダイオード等の整
流素子D1〜D4をブリツジ接続した整流回路REC
とから基本的に構成され、整流回路RECの直流
出力端子側には平滑リアクトルＬおよび平滑コン
デンサＣからなる出力フイルタを介して負荷Ld
が接続され、この負荷Ld側に印加される電圧を
検出してこの電圧検出値と電圧指令器からの電圧
指令直とに基づいてインバータ回路INVを構成
する各スイツチング素子Tr1〜Tr4の導通率を制
御して負荷Ldに対する出力電圧を一定にするよ
う構成したものである。なお、前記導通率を制御
する回路は、整流回路RECの直流出力側端子に
接続された電圧検出器VDと電圧指令器VCと比
較増幅器Ａと導通率調整器CRとから構成するこ
とができる。また、変圧器Ｔの１次巻線側には、
偏磁防止用コンデンサCPが接続される。
ギユレータが安定性に優れ、出力電圧リプルが低
いという特徴を有することから多用されていた
が、効率が低くしかも直列トランジスタで消費す
る電力損失が大きいという欠点を有する。このた
め、今日においては、直流電圧をオンオフ制御
し、このオン時間とオフ時間との比で出力電圧を
制御する効率のよいスイツチングレギユレータが
使用される傾向にある。 一般に、この種のスイツチングレギユレータと
して、例えば、第１図に示す回路構成からなる電
流形スイツチングレギユレータが知られている。
すなわち、第１図に示すスイツチングレギユレー
タは、直流電源Ｅに対しトランジスタ等のスイツ
チング素子Tr1〜Tr4をブリツジ接続したインバ
ータ回路INVと、このインバータ回路INVの交
流出力端子に変圧器Ｔを介してダイオード等の整
流素子D1〜D4をブリツジ接続した整流回路REC
とから基本的に構成され、整流回路RECの直流
出力端子側には平滑リアクトルＬおよび平滑コン
デンサＣからなる出力フイルタを介して負荷Ld
が接続され、この負荷Ld側に印加される電圧を
検出してこの電圧検出値と電圧指令器からの電圧
指令直とに基づいてインバータ回路INVを構成
する各スイツチング素子Tr1〜Tr4の導通率を制
御して負荷Ldに対する出力電圧を一定にするよ
う構成したものである。なお、前記導通率を制御
する回路は、整流回路RECの直流出力側端子に
接続された電圧検出器VDと電圧指令器VCと比
較増幅器Ａと導通率調整器CRとから構成するこ
とができる。また、変圧器Ｔの１次巻線側には、
偏磁防止用コンデンサCPが接続される。
このように構成された従来のスイツチングレギ
ユレータにおいては、例えばスイツチング周波数
を20KHzとした場合、出力電圧リプルを充分小さ
くするために、出力フイルタＬ、Ｃの共振周波数
はスイツチング周波数よりも約２桁小さくし約
200Hzとするのが一般的である。そこで、このよ
うに設定される共振点を避けるため、定電圧制御
系の応答周波数は100Hz以下、応答遅れ時間5ms
以上となる。従つて応答速度を向上させようとす
る場合、スイツチング周波数を20KHzよりも増大
すればよいが、スイツチング損失の増大等による
限界があるため、負荷急変等の外乱に対する過渡
的な応答特性がシリーズレギユレータに比べて劣
るという難点がある。 また、従来のスイツチングレギユレータにおい
ては、スイツチング素子Tr1〜Tr4の特性のバラ
ツキ等により、変圧器Ｔの１次巻線に僅かな直流
分が生じて変圧器Ｔが偏磁し、過大な励磁電流が
流れてスイツチング素子Tr1〜Tr4を破損する恐
れがあるため、第１図に示すように、偏磁防止用
コンデンサCP等の過電流防止手段を施す必要が
ある。 さらに、従来のスイツチングレギユレータにお
いては、超高圧の出力電圧を得る場合、変圧器Ｔ
の二次巻線のストレーキヤパシタンスにより大き
な充放電電流が流れてスイツチング素子Tr1〜
Tr4に大きな突入電流を流すため、前記ストレー
キヤパシタンスを極く小さく設定し得る特殊な変
圧器の使用が必要である。 前述したように、従来のスイツチングレギユレ
ータは、効率の点で優れた特徴を有するが、応答
特性並びに製作面において多くの欠点があり、応
用範囲も極めて限定的となる等の難点があつた。 そこで、本発明は、従来のスイツチングレギユ
レータの欠点とされていた応答特性を著しく向上
改善し得ると共に製作の容易なスイツチングレギ
ユレータを提供することを課題とする。
ユレータにおいては、例えばスイツチング周波数
を20KHzとした場合、出力電圧リプルを充分小さ
くするために、出力フイルタＬ、Ｃの共振周波数
はスイツチング周波数よりも約２桁小さくし約
200Hzとするのが一般的である。そこで、このよ
うに設定される共振点を避けるため、定電圧制御
系の応答周波数は100Hz以下、応答遅れ時間5ms
以上となる。従つて応答速度を向上させようとす
る場合、スイツチング周波数を20KHzよりも増大
すればよいが、スイツチング損失の増大等による
限界があるため、負荷急変等の外乱に対する過渡
的な応答特性がシリーズレギユレータに比べて劣
るという難点がある。 また、従来のスイツチングレギユレータにおい
ては、スイツチング素子Tr1〜Tr4の特性のバラ
ツキ等により、変圧器Ｔの１次巻線に僅かな直流
分が生じて変圧器Ｔが偏磁し、過大な励磁電流が
流れてスイツチング素子Tr1〜Tr4を破損する恐
れがあるため、第１図に示すように、偏磁防止用
コンデンサCP等の過電流防止手段を施す必要が
ある。 さらに、従来のスイツチングレギユレータにお
いては、超高圧の出力電圧を得る場合、変圧器Ｔ
の二次巻線のストレーキヤパシタンスにより大き
な充放電電流が流れてスイツチング素子Tr1〜
Tr4に大きな突入電流を流すため、前記ストレー
キヤパシタンスを極く小さく設定し得る特殊な変
圧器の使用が必要である。 前述したように、従来のスイツチングレギユレ
ータは、効率の点で優れた特徴を有するが、応答
特性並びに製作面において多くの欠点があり、応
用範囲も極めて限定的となる等の難点があつた。 そこで、本発明は、従来のスイツチングレギユ
レータの欠点とされていた応答特性を著しく向上
改善し得ると共に製作の容易なスイツチングレギ
ユレータを提供することを課題とする。
このような課題を解決するために、本発明は、
冒頭で述べた種類のスイツチングレギユレータに
おいて、インバータの出力電流を制限するために
この出力電流に関連した電流が供給され整流回路
と、この整流回路の直流側に接続されたリアクト
ルと、このリアクトルを介して前記整流回路の直
流端子間を短絡する別のスイツチング素子と、こ
の別のスイツチング素子のオフ時にリアクトルの
蓄積エネルギーを回生するためにリアクトルを直
流電源に接続する回別手段と、リアクトルの電流
を所望値に保つべく別のスイツチグ素子をオンオ
フ制御する制御回路とから構成された電流制限回
路を設けたことを特徴とする。
冒頭で述べた種類のスイツチングレギユレータに
おいて、インバータの出力電流を制限するために
この出力電流に関連した電流が供給され整流回路
と、この整流回路の直流側に接続されたリアクト
ルと、このリアクトルを介して前記整流回路の直
流端子間を短絡する別のスイツチング素子と、こ
の別のスイツチング素子のオフ時にリアクトルの
蓄積エネルギーを回生するためにリアクトルを直
流電源に接続する回別手段と、リアクトルの電流
を所望値に保つべく別のスイツチグ素子をオンオ
フ制御する制御回路とから構成された電流制限回
路を設けたことを特徴とする。
次に、本発明に係るスイツチングレギユレータ
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。 第２図に示す実施例は、トランジスタからなる
スイツチング素子１０ａ〜１０ｄを直流電流１２
に対しブリツジ接続したインバータ回路１０と、
インバータ回路１０の交流出力側端子に接続され
た変圧器１４と、変圧器１４の二次巻線側にブリ
ツジ接続されたダイオード整流回路１６とからな
り、このダイオード整流回路１６の直流出力側端
子に平滑コンデンサ１８からなる出力フイルタを
介して負荷２０を接続すると共に負荷２０の入力
電圧を電圧検出器２２で検出し、この電圧検出値
を電圧指令器２４の指令値と増幅器２６で比較増
幅し導通率調整器２８を介してインバータ回路１
０の各スイツチング素子１０ａ〜１０ｄの導通率
を調整し、負荷２０に対する出力電圧を一定に制
御するよう基本的に回路構成されたものである。
このような基本的回路構成は、第１図に示す従来
のスイツチングレギユレータの回路構成と略同一
である。 本実施例回路においては、変圧器１４の一次巻
線側に電流制限回路３０を設けたことを特徴とす
る。すなわち、電流制限回路３０は、インバータ
回路１０の交流出力側端子に変流器３２の一次巻
線を接続し、変圧器３２の二次巻線をダイオード
ブリツジ整流回路３４に接続し、このダイオード
ブリツジ整流回路３４を直流電源１２に対しダイ
オード３６を介して直列に接続されたスイツチン
グ素子３８にリアクトル４０を介して並列接続し
たものである。なお、スイツチング素子３８は、
ダイオードブリツジ整流回路３４に流れる電流を
検出する電流検出器４２と電流指令器４４と導通
率調整器４６とから成るフイードバツク制御回路
によりオンオフ制御される。今、変流器３２を介
して電流制限回路３０に供給され、ダイオードブ
リツジ整流回路３４およびリアクトル４０を流れ
る電流をI30とする。この電流I30を便宜上リアク
トル電流と称することにする。しかして、スイツ
チング素子３８がオン制御されているときには、
ダイオードブリツジ整流回路３４、リアクトル４
０およびスイツチング素子３８から成る閉ループ
が構成され、それゆえリアクトル電流I30はスイ
ツチング素子３８を通つてかかる閉ループを循環
することになる。この閉ループを循環するリアク
トル電流I30は電流検出器４２で検出される。そ
して、この検出リアクトル電流I30が電流指令器
４４で設定された電流制限値I30＊を超えると、
導通率調整器４６によつてスイツチング素子３８
がオフ制御される。その結果、上記閉ループが開
路されるので、リアクトル電流I30はダイオード
３６を通つて直流電源１２側へ流入し、ダイオー
ドブリツジ整流回路３４→リアクトル４０→ダイ
オード３６→直流電源１２→ダイオードブリツジ
整流回路３４なる経路で循環するようになる。そ
れにより、リアクトル４０に蓄積されたエネルギ
ーが直流電源１２へ回生される。 次に、このように構成した本発明に係わるスイ
ツチングレギユレータの動作につき、第３図に示
す動作波形図に基づいて説明する。 前述した回路構成から明らかなように、本実施
例において使用する電流制限回路３０は、インバ
ータ回路１０の出力電流を制限するために生じた
エネルギーを直流電源１２へ回生するよう構成さ
れている。まず、電流制限回路３０の電流制限値
I30＊を第３図１に示すように設定する。また、
導通率調整器２８の導通率調整特性e28が第３図
２に示すように設定され、増幅器２６の出力電圧
e26が第３図２に示すようになつたとすると、イ
ンバータ回路１０の各スイツチング素子１０ａ〜
１０ｄに対する導通率調整器２８の出力信号ea〜
edは第３図３に示すようになる。この結果、イン
バータ回路１０の出力電圧e10および変圧器１４
の一次電流I14は夫々第３図４，５に示すように
なる。また、この場合における変流器３２の二次
電圧e32第３図７に示すようになる。このように
して、変圧器１４を介して負荷２０側に供給され
る出力電流I18および出力電圧e22はそれぞれ第３
図６，８に示すようになり、出力電圧e22は略一
定に制御される。 次にエネルギーが直流電源へ回生される動作に
ついて第４図を参照して詳細に説明する。スイツ
チング素子３８がオフ制御されていると、上述し
たように、変流器３２の二次側にはダイオードブ
リツジ整流回路３４、リアクトル４０およびスイ
ツチング素子３８から成る閉ループが構成されて
おり、それゆえ、変流器３２の二次側に発生した
エネルギーによつてかかる閉ループに流れるリア
クトル電流I30は増加する。このことは第４図の
時点t1〜t2間に示されている。具体的には、第３
図に示された変流器３２の二次電圧e32をダイオ
ードブリツジ整流回路３４で整流した電圧がリア
クトル４０の両端に印加されて、リアクトル電流
I30が増加することになる。このリアクトル電流
I30は上記閉ループにリアクトル４０が含まれて
いるので急変しない。インバータ回路１０の導通
区間を第４図においてａ，ｂ，ｃ，ｄにて示す
と、この区間では変流器３２とダイオードブリツ
ジ整流回路３４とを介して変圧器１４の一次電流
I14とリアクトル電流I30とは変流器３２の変流比
によつて決まる値しか流れ得ない。つまり、変圧
器１４の一次電流I14はリアクトル電流I30にクラ
ンプされる。このことが本発明における電流制限
動作の基本である。（但し、変流器３２の変流比
を１に設定する場合には、実質的に変流器３２が
存在しないのと同じになるので、当然のことなが
ら変流器は省略してもよい。）第４図においては、
リアクトル電流I30の斜線部分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが
変圧器１４の一次電流I14の波高値を決めている
ことになる。このリアクトル電流I30が電流指令
器４４で設定された電流制限値I30＊を超えると、
導通率調整器４６によつてスイツチング素子３８
が時点t2でオフ制御される。すると、上述の如
く、リアクトル電流I30はスイツチング素子３８
からダイオード３６へ転流する。このときのリア
クトル電流I30は全て直流電源１２へ流入し、リ
アクトル４０のエネルギーが直流電源１２へ回生
される。この期間t2〜t3では、変流器３２の二次
電圧e32をダイオードブリツジ整流回路３４で整
流した電圧よりも電源電圧の方が高いので、リア
クトル電圧I30は減少する。時点t3でリアクトル電
流I30が電流指令器４４で設定された電流制限値
I30＊を下回ると、導通率調整器４６によつてス
イツチング素子３８が再びオン制御される。この
ことの繰り返しによつて、円滑に効率よく変圧器
１４の一次電流I14を制限し、リアクトル４０の
エネルギーが電源に回生されることになる。な
お、第４図においては、スイツチング素子３８の
オンオフ周期はインバータ回路１０のスイツチン
グ周期よりも充分長く示したが、スイツチング素
子３８のオンオフ周期はインバータ回路１０とは
独立して選定可能であるので、インバータ回路１
０のスイツチング周期より短くなつても差し支え
ない。 なお、ダイオード３６はスイツチング素子３８
がオン状態のときには非導通にあり、一方スイツ
チング素子３８がオフ状態のときには導通になつ
て、リアクトル電流I30を直流電源１２へ導く。
従つて、ダイオード３６の代わりに、例えばトラ
ンジスタを接続し、そして、スイツチング素子３
８がオン状態のときには該トランジスタをオフ状
態にし、一方スイツチング素子３８がオフ状態の
ときには該トランジスタをオン状態にするよう
に、スイツチング素子３８と該トランジスタとを
導通率調整器４６によつて制御するようにしても
良いことは、上述した本発明の動作態様から容易
に理解できることである。 なお、また本実施例回路において、出力電圧
e22を一定に制御する応答周波数は、自動制御理
論によつても実験結果でも略一致し、スイツチン
グ周波数は＝１／Ｔ（Hz）〔第３図５参照〕とな
ることが確認された。また、応答遅れ時間はｒ≒
Ｔ／２（sec）〔第３図６参照〕となることも確認
された。すなわち、スイツチング周波数＝20K
Hzと設定すると、応答周波数も20KHzとなり、こ
の場合の応答遅れ時間は約25μsとなる。
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。 第２図に示す実施例は、トランジスタからなる
スイツチング素子１０ａ〜１０ｄを直流電流１２
に対しブリツジ接続したインバータ回路１０と、
インバータ回路１０の交流出力側端子に接続され
た変圧器１４と、変圧器１４の二次巻線側にブリ
ツジ接続されたダイオード整流回路１６とからな
り、このダイオード整流回路１６の直流出力側端
子に平滑コンデンサ１８からなる出力フイルタを
介して負荷２０を接続すると共に負荷２０の入力
電圧を電圧検出器２２で検出し、この電圧検出値
を電圧指令器２４の指令値と増幅器２６で比較増
幅し導通率調整器２８を介してインバータ回路１
０の各スイツチング素子１０ａ〜１０ｄの導通率
を調整し、負荷２０に対する出力電圧を一定に制
御するよう基本的に回路構成されたものである。
このような基本的回路構成は、第１図に示す従来
のスイツチングレギユレータの回路構成と略同一
である。 本実施例回路においては、変圧器１４の一次巻
線側に電流制限回路３０を設けたことを特徴とす
る。すなわち、電流制限回路３０は、インバータ
回路１０の交流出力側端子に変流器３２の一次巻
線を接続し、変圧器３２の二次巻線をダイオード
ブリツジ整流回路３４に接続し、このダイオード
ブリツジ整流回路３４を直流電源１２に対しダイ
オード３６を介して直列に接続されたスイツチン
グ素子３８にリアクトル４０を介して並列接続し
たものである。なお、スイツチング素子３８は、
ダイオードブリツジ整流回路３４に流れる電流を
検出する電流検出器４２と電流指令器４４と導通
率調整器４６とから成るフイードバツク制御回路
によりオンオフ制御される。今、変流器３２を介
して電流制限回路３０に供給され、ダイオードブ
リツジ整流回路３４およびリアクトル４０を流れ
る電流をI30とする。この電流I30を便宜上リアク
トル電流と称することにする。しかして、スイツ
チング素子３８がオン制御されているときには、
ダイオードブリツジ整流回路３４、リアクトル４
０およびスイツチング素子３８から成る閉ループ
が構成され、それゆえリアクトル電流I30はスイ
ツチング素子３８を通つてかかる閉ループを循環
することになる。この閉ループを循環するリアク
トル電流I30は電流検出器４２で検出される。そ
して、この検出リアクトル電流I30が電流指令器
４４で設定された電流制限値I30＊を超えると、
導通率調整器４６によつてスイツチング素子３８
がオフ制御される。その結果、上記閉ループが開
路されるので、リアクトル電流I30はダイオード
３６を通つて直流電源１２側へ流入し、ダイオー
ドブリツジ整流回路３４→リアクトル４０→ダイ
オード３６→直流電源１２→ダイオードブリツジ
整流回路３４なる経路で循環するようになる。そ
れにより、リアクトル４０に蓄積されたエネルギ
ーが直流電源１２へ回生される。 次に、このように構成した本発明に係わるスイ
ツチングレギユレータの動作につき、第３図に示
す動作波形図に基づいて説明する。 前述した回路構成から明らかなように、本実施
例において使用する電流制限回路３０は、インバ
ータ回路１０の出力電流を制限するために生じた
エネルギーを直流電源１２へ回生するよう構成さ
れている。まず、電流制限回路３０の電流制限値
I30＊を第３図１に示すように設定する。また、
導通率調整器２８の導通率調整特性e28が第３図
２に示すように設定され、増幅器２６の出力電圧
e26が第３図２に示すようになつたとすると、イ
ンバータ回路１０の各スイツチング素子１０ａ〜
１０ｄに対する導通率調整器２８の出力信号ea〜
edは第３図３に示すようになる。この結果、イン
バータ回路１０の出力電圧e10および変圧器１４
の一次電流I14は夫々第３図４，５に示すように
なる。また、この場合における変流器３２の二次
電圧e32第３図７に示すようになる。このように
して、変圧器１４を介して負荷２０側に供給され
る出力電流I18および出力電圧e22はそれぞれ第３
図６，８に示すようになり、出力電圧e22は略一
定に制御される。 次にエネルギーが直流電源へ回生される動作に
ついて第４図を参照して詳細に説明する。スイツ
チング素子３８がオフ制御されていると、上述し
たように、変流器３２の二次側にはダイオードブ
リツジ整流回路３４、リアクトル４０およびスイ
ツチング素子３８から成る閉ループが構成されて
おり、それゆえ、変流器３２の二次側に発生した
エネルギーによつてかかる閉ループに流れるリア
クトル電流I30は増加する。このことは第４図の
時点t1〜t2間に示されている。具体的には、第３
図に示された変流器３２の二次電圧e32をダイオ
ードブリツジ整流回路３４で整流した電圧がリア
クトル４０の両端に印加されて、リアクトル電流
I30が増加することになる。このリアクトル電流
I30は上記閉ループにリアクトル４０が含まれて
いるので急変しない。インバータ回路１０の導通
区間を第４図においてａ，ｂ，ｃ，ｄにて示す
と、この区間では変流器３２とダイオードブリツ
ジ整流回路３４とを介して変圧器１４の一次電流
I14とリアクトル電流I30とは変流器３２の変流比
によつて決まる値しか流れ得ない。つまり、変圧
器１４の一次電流I14はリアクトル電流I30にクラ
ンプされる。このことが本発明における電流制限
動作の基本である。（但し、変流器３２の変流比
を１に設定する場合には、実質的に変流器３２が
存在しないのと同じになるので、当然のことなが
ら変流器は省略してもよい。）第４図においては、
リアクトル電流I30の斜線部分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが
変圧器１４の一次電流I14の波高値を決めている
ことになる。このリアクトル電流I30が電流指令
器４４で設定された電流制限値I30＊を超えると、
導通率調整器４６によつてスイツチング素子３８
が時点t2でオフ制御される。すると、上述の如
く、リアクトル電流I30はスイツチング素子３８
からダイオード３６へ転流する。このときのリア
クトル電流I30は全て直流電源１２へ流入し、リ
アクトル４０のエネルギーが直流電源１２へ回生
される。この期間t2〜t3では、変流器３２の二次
電圧e32をダイオードブリツジ整流回路３４で整
流した電圧よりも電源電圧の方が高いので、リア
クトル電圧I30は減少する。時点t3でリアクトル電
流I30が電流指令器４４で設定された電流制限値
I30＊を下回ると、導通率調整器４６によつてス
イツチング素子３８が再びオン制御される。この
ことの繰り返しによつて、円滑に効率よく変圧器
１４の一次電流I14を制限し、リアクトル４０の
エネルギーが電源に回生されることになる。な
お、第４図においては、スイツチング素子３８の
オンオフ周期はインバータ回路１０のスイツチン
グ周期よりも充分長く示したが、スイツチング素
子３８のオンオフ周期はインバータ回路１０とは
独立して選定可能であるので、インバータ回路１
０のスイツチング周期より短くなつても差し支え
ない。 なお、ダイオード３６はスイツチング素子３８
がオン状態のときには非導通にあり、一方スイツ
チング素子３８がオフ状態のときには導通になつ
て、リアクトル電流I30を直流電源１２へ導く。
従つて、ダイオード３６の代わりに、例えばトラ
ンジスタを接続し、そして、スイツチング素子３
８がオン状態のときには該トランジスタをオフ状
態にし、一方スイツチング素子３８がオフ状態の
ときには該トランジスタをオン状態にするよう
に、スイツチング素子３８と該トランジスタとを
導通率調整器４６によつて制御するようにしても
良いことは、上述した本発明の動作態様から容易
に理解できることである。 なお、また本実施例回路において、出力電圧
e22を一定に制御する応答周波数は、自動制御理
論によつても実験結果でも略一致し、スイツチン
グ周波数は＝１／Ｔ（Hz）〔第３図５参照〕とな
ることが確認された。また、応答遅れ時間はｒ≒
Ｔ／２（sec）〔第３図６参照〕となることも確認
された。すなわち、スイツチング周波数＝20K
Hzと設定すると、応答周波数も20KHzとなり、こ
の場合の応答遅れ時間は約25μsとなる。
前述した実施例の説明から充分理解できるよう
に、本発明によるスイツチングレギユレータによ
ればインバータ回路の出力電流を制限することが
出来ると共に、インバータ回路の出力電流を制限
するために生じたエネルギーを直流電源に回生し
て有効利用することが出来る。 さらに、本発明によれば、従来出力フイルタと
して必要とされた平滑リアクトルの設置を省略す
ることがき、しかも過渡的な応答速度を従来のス
イツチングレギユレータに比べて約200倍向上さ
せることが可能となつた。すなわち、応答周波数
は100Hzから20KHzまで向上させることができ、
応答遅れ時間は5msから25μsまで向上させること
ができる。 また、電流制限回路を設けることにより、変圧
器の偏磁が生じた際の過電流も制限し得るので、
従来のように変圧器に対する偏磁防止手段が不要
となる利点がある。なお、電流制限回路を構成す
る変流器に偏磁防止手段を施す必要はある。 さらに、変圧器巻線のストレーキヤパシタンス
に対して非常に有利となり、このため超高圧用の
直流安定化電源回路の実現が容易となり、殊に変
圧器結合していることからレーダ電源等の高電圧
高精度の直流安定化電源回路として好適に応用す
ることがきる。 以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
に、本発明によるスイツチングレギユレータによ
ればインバータ回路の出力電流を制限することが
出来ると共に、インバータ回路の出力電流を制限
するために生じたエネルギーを直流電源に回生し
て有効利用することが出来る。 さらに、本発明によれば、従来出力フイルタと
して必要とされた平滑リアクトルの設置を省略す
ることがき、しかも過渡的な応答速度を従来のス
イツチングレギユレータに比べて約200倍向上さ
せることが可能となつた。すなわち、応答周波数
は100Hzから20KHzまで向上させることができ、
応答遅れ時間は5msから25μsまで向上させること
ができる。 また、電流制限回路を設けることにより、変圧
器の偏磁が生じた際の過電流も制限し得るので、
従来のように変圧器に対する偏磁防止手段が不要
となる利点がある。なお、電流制限回路を構成す
る変流器に偏磁防止手段を施す必要はある。 さらに、変圧器巻線のストレーキヤパシタンス
に対して非常に有利となり、このため超高圧用の
直流安定化電源回路の実現が容易となり、殊に変
圧器結合していることからレーダ電源等の高電圧
高精度の直流安定化電源回路として好適に応用す
ることがきる。 以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
第１図は従来のスイツチングレギユレータの回
路図、第２図は本発明に係るスイツチングレギユ
レータの一実施例を示す回路図、第３図および第
４図はそれぞれ第２図に示す回路の動作も説明す
るための波形図である。 １０…インバータ回路、１０ａ〜１０ｄ…スイ
ツチング素子、１２…直流電源、１４…変圧器、
１６…ダイオード整流回路、１８…平滑コンデン
サ、２０…負荷、２２…電圧検出器、２４…電圧
指令器、２６…増幅器、２８…導通率調整器、３
０…電流制限回路、３２…変流器、３４…ダイオ
ードブリツジ整流回路、３６…ダイオード、３８
…スイツチング素子、４０…リアクトル、４２…
電流検出器、４４…電流指令器、４６…導通率調
整器。
路図、第２図は本発明に係るスイツチングレギユ
レータの一実施例を示す回路図、第３図および第
４図はそれぞれ第２図に示す回路の動作も説明す
るための波形図である。 １０…インバータ回路、１０ａ〜１０ｄ…スイ
ツチング素子、１２…直流電源、１４…変圧器、
１６…ダイオード整流回路、１８…平滑コンデン
サ、２０…負荷、２２…電圧検出器、２４…電圧
指令器、２６…増幅器、２８…導通率調整器、３
０…電流制限回路、３２…変流器、３４…ダイオ
ードブリツジ整流回路、３６…ダイオード、３８
…スイツチング素子、４０…リアクトル、４２…
電流検出器、４４…電流指令器、４６…導通率調
整器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交互に導通制御される少なくとも一対のスイ
ツチング素子を有するインバータ回路１０と、 このインバータ回路を介して一次巻線が直流電
源に接続される変圧器１４と、 この変圧器の二次巻線に接続された整流器１６
と、 この整流器と負荷２０との間に接続された平滑
コンデンサ１８と、 前記スイツチング素子の通流率を制御すること
により前記負荷に供給する出力電圧を所望値に保
つ制御手段２８とを備えたスイツチングレギユレ
ータにおいて、 前記インバータの出力電流を制限するためにこ
の出力電流に関連した電流が供給される整流回路
３４と、 この整流回路の直流側に接続されたリアクトル
４０と、 このリアクトルを介して前記整流回路の直流端
子間を短絡する別のスイツチング素子３８と、 この別のスイツチング素子のオフ時に前記リア
クトルの蓄積エネルギーを回生するために前記リ
アクトルを直流電源に接続する回路手段３６と、 前記リアクトルの電流を所望値に保つべく前記
別のスイツチング素子をオンオフ制御する制御回
路４６と、 から構成された電流制限回路３０を設けたことを
特徴とするスイツチングレギユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7083280A JPS5771A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7083280A JPS5771A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5771A JPS5771A (en) | 1982-01-05 |
| JPS642031B2 true JPS642031B2 (ja) | 1989-01-13 |
Family
ID=13442936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7083280A Granted JPS5771A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5771A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58179162A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Nec Corp | 電源回路 |
-
1980
- 1980-05-29 JP JP7083280A patent/JPS5771A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5771A (en) | 1982-01-05 |
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