JPS6281936A

JPS6281936A - 交流電圧位相検出回路

Info

Publication number: JPS6281936A
Application number: JP60221753A
Authority: JP
Inventors: みどり大槻
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-07
Filing date: 1985-10-07
Publication date: 1987-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は、直流送電等に使用される電力変換装置の交流
電圧位相検出回路に関するしのである。

［′ｆｔ明の技術向背■］第４図は直流送電システムの構成を示すブロック線図で
ある。１−１は送゛七側３相交流母線、１−２は受電側
３相交流母線であり、この母線１−１．１−２間には平
滑リアク１〜ル１１．３−２を接続した直流線路２が配
設されている。又、交流母線１−１．１−２と直流線路
２との間には、夫々変換器用変圧器４−１．４−２及び
電力変換装置５−１．５−２が設けられる。各電力変換
装置５−１．５−２は直並列接続されたサイリスタ素子
等で構成され、一方の順変１！ｉ！！装首５−１は交流
を直流に、使方の逆変換装置５−２は直流を交流に夫々
電力変１灸する。そして、この電力変換装置５−１．５
−２の導通角を制御するために、計器用変圧器６−１．
６−２、同期信号検出回路７−１．７−２及び位相制御
回路８−１．８−２が夫々設けられている。そして各同
期信号検出回路７−１．７−２では３１器用変圧器６−
１．６−２から得られる交流同期信号に追従して該同期
信号を検出し、各位相制御回路８−１．８−２に与える
。又、位相制御回路８−１．８−２では、前記同１！Ｉ
Ｊ信号を基準信号として、図示されていない他の制御回
路からの制御信号により点弧パルスを発生し、各電力変
換Ｖｔ置５−１．５−２間のサイリスク等へ与える。こ
れにより、例えば順変換装置５−１では送電側交流母線
１−１から与えられる３相交流を直流に変換する際に、
定電流制御を行ない直流線路２に供給する。一方、受電
側の逆変換装置５−２では直流線路２を介して送られて
きた直流を３相交流に変換する際に定電圧制御を行ない
、受電側交流母線１−２に与える。

このような直流送電システムにおける前記同期信号検出
回路７−１．７−２として、従来各種の回路方式が採用
されているが、近年ディジタル技術の進歩により位相連
続比較形の同期信号検出回路が採用されるに至った。

第５図は、従来の位相連続比較形同期信号検出回路７−
１．７−２の構成を示すブロック線図である。図におい
て、９は３相交流間期信号を直交する２相に変換する３
相−２相変換回路であり、この３相−２相変換回路９の
出力信号は位相差検出演算回路１０に与えられる。該位
相差検出演算回路１０は、３相−２相変換回路９の出力
信号と、フィードバック信号を発生する正弦波発生回路
１１及び余弦波発生回路１２の出力信号とを入力して位
相差を求め、ループフィルタ１３を介して電圧制御発振
器１４に与える。電圧制御発振器１４はループフィルタ
１３の出力信号により制御されて所定周波数のパルス信
号を出力し、カウンタ１５に与える。又、該カウンタ１
５は前記パルス信号を計数して同期信号に出力し、位相
制御回路８−１．８−２と前記正弦波発生回路１１及び
余弦波発生回路１２に与える。

次に、このように構成される同期信号検出回路７−１．
７−２の動作について説１！１１　する。今、３相−２
相変換回路９の出力電圧の瞬時値ｖ１ｄ１Ｖ１＃、その
振幅（最大値）を■１、位相を０１とし、カウンタ１５
を介して得られるフィードバック信号である正弦波発生
回路１１の出力をＶｎ、余弦波発生回路１２の出力をＶ
ｆｄとし、検出位相をθとすれば、次式が成り立つ。

Ｖ　１ａ　＝　Ｖ　＋　　・ｃｏｓθ１　　　　　　　
・・・（１）Ｖ＋＃＝Ｖ＋　　・ｓｉｎθ１−（２）Ｖ
　４ｄ＝　ｃｏｓθ　　　　　　　　　　・・・（３）
Ｖｔ１＝ｓｉｎ　　　θ　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　・　　（４）従っ
て、位相差Δθ−θ１−θは、位相差検出演算回路１０
により次式の演算を行なうことにより求められる。

但し、最大値（［ｉＩＦら絶対（Ｋｊ　）　Ｖ　、は次
式のようになる。

このように正弦波発生回路１１により求められた位相差
Δθは、ループフィルタ１３により誤差増幅され、その
出力信号により電圧ｉｔ、ＩＩ御発ｉｆｉ器１４が制御
され、カウンタ１５を介して該位相差Δθが零になるよ
うにフィードバック制御される。

ここで、ループフィルタ１３のゲインや時定数を変える
ことにより、交流電圧の位相変化に対する位相検出回路
の出力位相の応答を調整することができる。即ち、ルー
プフィルタ１３の比例定数を大ぎくし、応答速度を速く
すれば高速に同期を行なうことができ、逆にループフィ
ルタ１３の比例定数を小さくし、応答速度を遅くすれば
、高調波などの影響による同期はずれをひぎおこしにく
）なる。

そこで、夫々の長所を活かすため交流系統の状態に応じ
て位相検出回路の応答速度を変える方法として、例えば
昭Ｎｉｌ　５９年電気学会金国大会８８８「電力変換装
置のディジタル位相制御装置」広瀬俊−１木村−秋（重
さ）、（以下文献１と言う）では、応答速度のｄい上記
位相検出回路と応答速度の速い上記位相検出回路を設け
、この２つの回路の接続を必要に応じて切換えることが
提案されている。

第６図はこの方式の回路構成を示づブ１コック線図であ
る。第６図において、３４０−２相変換回路９、位相差
検出演算回路１０、正弦波発生回路１１、余弦波発生回
路１２、ループフィルタ１３、電圧制御発振器１４、カ
ウンタ１５は第５図について述べた回路と同じもので、
同じ動作をする。信号切換え回路１６は切換え指令回路
１７からの指令により、位相差検出演算回路１８の入力
として、３相−２相変換回路９の出力Ｖｗ、Ｖｉａ又は
正弦波発生回路１１、余弦波発生回路１２の出力Ｖｉａ
、Ｖｉａのどららか一組を選択する切換えを行なう。位
相差検出演算回路１８では入力として、信号切換え回路
１６の出力Ｖ５とＶ１＃又はＶｉａとＶチｔのいずれか
一組を取・入れ、一方ンイードパック信号どして正弦波
発生回路１９の出力■邦′　と余弦波発生回路２０の出
力Ｖ　４ｄ　’　を取入れ、前述した位相差検出演算回
路１０と同じ演算を行なうことにより位相差Δθ′を求
める。八〇′は３相−２相変換回路９の出力から求めら
れる位相θ１又【まカウンタ１５の出力位相θと、カウ
ンタ２３からフィードバックされる位相θ′　との位相
差である。ここで得られた位相差Δθ′はループフィル
タ２１によりば；差増幅され、この出力信号により電圧
制御発振器２２が制御され、カウンタ２３を介して位相
差Δθ′が零によるようフィードバック制御される。又
、カウンタ２３の出力が位相検出回路の最終出力として
位相制御回路８−１．８−２に与えられる。

この回路において、ループフィルタ１３には応答の遅い
特性を持たせ、ループフィルタ２１には応答の速い１ｚ
■性を持たけている。従って信号切換え回路１６で位相
差検出演算回路１８への入力Ｖｚａ、Ｖｚ＃として、ｖ
１ｄ１Ｖ１＃を選択している時には信号が応答の遅いル
ープフィルタ１３を通らないため、回路全体としての応
答速度が速くなる。一方、信号切換え回路１６ｒ　Ｖ２
ａ　、　Ｖ２＃（！：　Ｌ／　Ｔ：　Ｖｉｄ、　Ｖ＋ｉ
ヲｍ択している＋１５には、信号が応答のｄいループフ
ィルタ１３を通った後に応答の速いループフィルタ２１
を通るため、回路全体としての応答速度が遅くなる。そ
こで通常は、交流系統の過渡的な擾乱による高調波歪み
や、３相不平衡の影響を小さくし安定な位相検出を行な
うため、信号切換え回路１６ではＶｉａ、Ｖ邦を選択し
応答速度を遅くしており、しｌ’ｌ断器の再投入時など
高速に同期させる必要があると判断される場合には、信
号切換え回路１６ではＶｉａ、Ｖｉａを選択し応答の速
い回路となるよう切換えが行なわれる。この切換えを行
なうための切換え指令回路１７の指令信号としては、し
ゃ断器開閉信号や系統電圧値にＪ：る信号が使用される
。

又、信号切換え回路１ＧテのＶｓｄ、ｖ１＃からＶ４ａ
、Ｖｉａへの切換えは、カウンタ１５の出力位相θと系
統位相が充分同期したと思われる時刻を予測して行なっ
ている。

［前項技術の問題点１上記、切換え方式の位相検出回路では、応答の遅い回路
から応答の速い回路への切換えの場合、系統の位相と位
相検出回路の出力の同期がとれていなくても、しゃ断器
信号や交流電圧信号など外部からの切換え指令信号が与
えられな（〕れば切換えが行なわれず、応答の遅い回路
のままで運転を行なうので、同１１がとれる迄に時間が
かがるという不具合がある。又、応答の速い回路から応
答の遅い回路への切換えでは、カウンタ１５の出力位相
θと系統位相が同期していなくてら、応答の遅い回路へ
切換ねる可能性があり、その場合には２段目の位相差検
出演算回路１８への入力Ｖ　ｚａ、Ｖ２＃がステップ的
に変化し、位相検出回路の出力に過渡的な動１ヱを与え
るという不具合がある。その上、切換え前には位相検出
回路の最終出力であるカウンタ２３の出力は系統位相に
同期していたのにも拘らず、切換えを行なうことにより
系統位相と同期していないカウンタ１５の出力位相を追
従するよう動作し、再び系統位相に同期する迄に時間が
かがるという不具合がある。

［発明の目的コ本発明は上に問題点を解決するためになされたものであ
り、系統位相と位相検出回路の出力位相に同期はずれが
おきた場合には、速やかに応答速度の速い回路に切換ね
り、かつ同期がとれた場合には過渡的な動揺を生じるこ
となく、応答速度の遅い回路に切換えることにより、高
速な同期性能と安定な運転特性を併せ持ち、この２つの
特性を速やかで過渡動揺のない切換え操作により切換え
ることの出来る交流電圧位相検出回路を提供することを
目的としている。

［発明の概要］この目的を達成するために本発明では、応答速度の速い
位相検出回路の後段に応答速度の遅い位相検出回路を直
列に接続し、２つの回路の出力位相の差によって最終的
な回路出力位相として応答速度の速い位相検出回路の出
力位相か、応答速度の遅い位相検出回路の出力位相のど
ちらかを選択する判断を行ない、それら従って切換えを
行なうようにしている。

［発明の実施例］以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は、この実施例に係る位相検出回路の構成を示す
ブロック線図であり、前記第５図及び第６図と同一要素
は同一符号が付されている。この位相検出回路が第６図
の回路と異なる点は、位相差検出演算回路１８には常に
、カウンタ１５で得られた位相θを正弦波発生回路１１
及び余弦波発生回路１２に通して得られた値であるＶ４
ｄ、ｖｆ＃が入力されており、更に比較判定回路２４で
はカウンタ１５の出力値θとカウンタ２３の出力値θ′
を比較し、その値から判断して切換え回路２５のスイッ
チを切換えることにより、カウンタ１５の出力か、カウ
ンタ２３の出力のどちらか一方を最終出力として選択し
て位相制御回路８−１．８−２に与えている点である。

又、第１図に示す回路では、ループフィルタ１３に応答
の速い特性を、ループフィルタ２１に応答の遅い特性を
持たせている。従って系統の位相が急変した場合、カウ
ンタ１５の出力位相θはすぐに追従して系統位相に近い
値となるが、カウンタ２３の出力位相θ′は追従が遅く
、急変する前の系統位相に近い値を保ったままであるの
で、θとθ′の間に差を生じる。通常は高調波などによ
る誤差を除去するため、切換え回路２５ではカウンタ２
３の出力θ′を最終出力位相として選択し、回路全体と
しては応答の遅い運転をしているが、上記したように系
統の位相が急変した場合には比較判定回路２４でθとθ
′に差が生じたことを検出して、切換え回路２５に対し
て切換え指令を出す。比較判定回路２４の動作としては
θとθ′の差をとり、その信号を高調波成分を除去する
ために低域フィルタを通してからレベルディテクタで判
定し、θとθ′の差が一定時間以上ある値より大きけれ
ば、系統位相の急変があったものと判断して、切換え回
路２５に対して、最終出力としてカウンタ１５の出力θ
を選択するよう切換えを行なう指令を出す。この状態で
運転を続けていると、応答の遅いループフィルタ２１を
介したカウンタ２３の出力θ′も遅れて系統位相に追従
してくる。充分追従すればカウンタ１５の出力θとカウ
ンタ２３の出力θ′には差がなくなる。その場合。比較
判定回路２４ではθとθ′の差が一定時間以上ある値よ
り小さければ、θ′が充分追従したと判断して切換え回
路２５に最終出力としてカウンタ２３の出力θ′を選択
１°るよう切換えを行なう指令を出す。

比較判定回路２４の動作としては、上記したＵ水内な方
法の他に低域フィルタを通さず、θとθ′の差を調整レ
ベルディテクタに入力する方法や、一度切換え回路２５
で切換えが行なわれたら一定時間内は次の切換えを行な
わないようロックし、不必要な高頻度の切換えを避ける
機能を持たせる方法などがある。

この回路を使用することにより、通常は応答速度の遅い
回路として過渡的な波形歪みに対して安定な位相検出を
行ない、系統位相が変わり位相検出回路の出力位相との
間に差が生じた時には、応答速度の速い回路に切換える
ことにより、高速に系統位相との同期をとることが出来
る。その侵、応答速度のｄい回路の出力位相も系統位相
に同期すれば、応答速度の速い回路から応答速度の遅い
回路へ過渡的な動揺をおこすことなく、スムースに切換
えることが出来る。これにより高速な同期特性と安定な
運転特性を併せ侍ら、この２つの特性を速やかで過渡動
揺のない切換え操作により切換えることの出来る位相検
出が可能である。

［他の実施例］第２図は本発明の他の実施例に係る位相検出回路の構成
を示すブロック線図である。この実施例が上記実施例と
異なる点は、位相差検出演算回路１８の出力へ〇′を切
換え回路２５の切換えを行なうための信号として使用し
ている点にある。本実施例では上記実施例と同様、ルー
プフィルタ１３は応答速度を速く、ループフィルタ２１
は応答速度を理くする。カウンタ１５による位相検出を
θ、カウンタ２３による検出位相をθ′とすれば、位相
差検出演算回路１８では　Δθ′−〇−θ′　を次式の
演算によって求めている。

従って位相差検出病ｒ３１！、ｉｌ路１８の出力Δθ′
は、カウンタ１５の出力θとカウンタ２３の出力θ′の
差を求めたものであり、第１図の実施例でθとθ′を比
較判定回路２４に取入れて差を求める代わりに、位相差
検出演算回路１８の出力Δθ′を判定回路２６に取入れ
て、八〇′が一定時間以上ある値より大きければ、比較
判定回路２４に最終出力位相としてカウンタ１５の出力
θを選択するよう切換えを行なう指令を出し、ΔＯ′が
一定時間以上ある値より小さければ、切換え回路２５に
最終出力位相としてカウンタ２３の出ノｊθ′を選択す
るよう切換えを行なう指令を出すことにより、切換え回
路２５の切換えを行なうという回路においても、上記実
施例と同様の作用・効果がある。

第３図は、本発明の他の実施例に係る位相検出回路の構
成を示すブロック線図である。この実施例が上記実施例
と異なる点は、３相−２相変換回路９の出力■ア、Ｖ１
＃とカウンタ２３を介した正弦波発生回路１９の出力Ｖ
すｔ′、余弦波発生回路２０の出力Ｖ　＋ｄ　’　が位
相差検出演算回路１８に入力されている点である。これ
により、第１図に示した上記実施例では、位相差検出演
算回路１８ではカウンタ１５の出力θとカウンタ２３の
出力θ′との差を演算していたのに対し、本実施例では
３相−２相変換回路９の出力θ１とカウンタ２３の出力
θ′との差を演算している。上記実施例と同様に、ルー
プフィルタ１３は応答速度を速く、ループフィルタ２１
は応答速度を匠クシでおくと、系統位相が急変した場合
、カウンタ１５の出力位相は系統位相にすぐ追従するが
、カウンタ２３の出力位相はすぐには追従Ｖず、系統位
相が変化する前の値を保っているため、カウンタ１５の
出力θとカウンタ２３の出力θ′に差が生じる。そこで
比較判定回路２７でθとθ′の差をとり、その差が一定
時間以上ある値より大きければ、切換え回路２５に対し
て最終出力としてカウンタ１５の出力θを選択するよう
切換えを行なう指令を出し、その差が一定時間以上ある
値より小さければ、切換え回路２５に最終出力としてカ
ウンタ２３の出力θ′を選択するよう切換えを行なう指
令を出すことにより、切換え回路２５の切換えを行なう
。この回路においても、」二記実施例と同様の作用・効
果がある。

但し、第１図に示す構成の回路では、切換え回路２５で
最終出力位相としてカウンタ２３の出力θ′を選択して
いる場合、系統位相の変化に対する出力の遅れはループ
フィルタ１３と、ループフィルタ２１の両方のゲインと
時定数によって決まる。例えばループフィルタ１３が　
Ｋ１　・　　Ｓ　　　、１　→−Ｔ＋Ｓループフィルタ２１が　Ｋ２　・　　Ｓ　　　と言う１
　±Ｔｚ　　Ｓ特性を持っている場合、回路全体としての特１４は（１
＋Ｔ＋　５）（１＋Ｔｚ　Ｓ）それに対し、第３図に示す構成の回路では、最終出力位
相としてカウンタ２３の出力θ′を選択している場合の
特性は、ループフィルタ２１のみのゲインと「、１定数
によって決まる。即ち、回路全体としての特性はに２　
・−一旦一一　となる。従って個１＋Ｔ２Ｓ々のループフィルタの定数が同じならば、第１図の回路
は第３図の回路に比べ、より応答の遅い回路として運転
することが出来る。

［発明の効果］以上述べたように、本発明によれば応答の速い位相検出
回路の出力位相と応答の遅い位相検出回路の出力位相を
比較し、それを判定する判定回路によって、Ｒ終出力位
相として応答の速い位相検出回路か応答の遅い位相検出
回路のどちらか一方の出力位相を選択する切換え指令を
出し、応答速度の切換えを行なうことにより、系統位相
が急変した時には応答速度の速い回路に切換え高速に系
統位相に同期し、同期がとれたら応答速度の遅い回路へ
過渡的な動揺をおこすことなく切換えて、安定な位相検
出を行なうことの出来る交流電圧位相検出回路を提供出
来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による位相検出回路の一実施例のブロッ
ク線図、第２図は他の実施例のブロック線図、第３図は
更に他の実施例のブロック線図、第４図は直流送電シス
テムの説明図、第５図は第４図中に設けられた従来の位
相検出回路のブロック線図、第６図は従来の位相検出回
路の他の構成例を示す図である。１−１．１−２・・・交流母線２・・・直流線路３−１．３−２・・・平滑リアクトル４−１．４−２・・・変換器用変圧器５−１．５−２・・・電力変換装置６−１．６−２・・・計器用変圧器７−１．７−２・・・同期信号検出回路８−１．８−２
・・・位相制御回路９・・・３相−２相変換回路１０．１８・・・位相差検出演算回路１１．１９・・・正弦波Ｒ１回路１２．２０・・・余弦波発生回路１３．２１・・・ループフィルタ１４．２２・・・電圧制御発振器１５．２３・・・カウンタ　　１６．２５・・・切換え
回路１７・・・切換え指令回路　２４．２７・・・比較
判定回路２Ｇ・・・判定回路

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電圧信号を切換回路を介して応答速度の速い
第１の位相検出回路と応答速度の遅い第２の位相検出回
路とに入力し、必要に応じ前記第１、第２の各位相検出
回路を切換えて出力する交流電圧位相検出回路において
、前記応答速度の速い第１の位相検出回路と応答速度の
遅い第２の位相検出回路とを直列接続すると共に、前記
各位相検出回路による出力位相差を検出し、検出された
出力位相差に応じて前記各位相検出回路のいずれかの出
力位相を選択して最終出力とすることを特徴とする交流
電圧位相検出回路。
（２）交流電圧信号を切換回路を介して応答速度の速い
第１の位相検出回路と応答速度の遅い第２の位相検出回
路とに入力し、必要に応じ前記第１、第２の各位相検出
回路を切換えて出力する交流電圧位相検出回路において
、前記応答速度の速い第１の位相検出回路と応答速度の
遅い第２の位相検出回路とを並列接続すると共に、前記
各位相検出回路による出力位相差を検出し、検出された
出力位相差に応じて前記各位相検出回路のいずれかの出
力位相を選択して最終出力とすることを特徴とする交流
電圧位相検出回路。