JPH01221021A - ノイズシエーピング方法 - Google Patents
ノイズシエーピング方法Info
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- JPH01221021A JPH01221021A JP4659588A JP4659588A JPH01221021A JP H01221021 A JPH01221021 A JP H01221021A JP 4659588 A JP4659588 A JP 4659588A JP 4659588 A JP4659588 A JP 4659588A JP H01221021 A JPH01221021 A JP H01221021A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
以下の順序で本発明を説明する。
Ａ産業上の利用分野
Ｂ発明の概要
Ｃ従来の技術（第７図、第１４図〜第１７図）Ｄ発明が
解決しようとする問題点（第７図、第１４図〜第１７図
） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用（第１
図） Ｇ実施例（第１図〜第１３図） （Ｇ１）第１の実施例（第１図〜第７図）（Ｇ２）第２
の実施例（第４図〜第６図、第８図〜第１２図） （Ｇ３）第３の実施例（第１３図） （Ｇ４）第４の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はディジタル信号処理装置に関し、例えばオーデ
ィオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようになさ
れたディジタル信号処理装置に適用して好適なものであ
る。
解決しようとする問題点（第７図、第１４図〜第１７図
） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用（第１
図） Ｇ実施例（第１図〜第１３図） （Ｇ１）第１の実施例（第１図〜第７図）（Ｇ２）第２
の実施例（第４図〜第６図、第８図〜第１２図） （Ｇ３）第３の実施例（第１３図） （Ｇ４）第４の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はディジタル信号処理装置に関し、例えばオーデ
ィオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようになさ
れたディジタル信号処理装置に適用して好適なものであ
る。
Ｂ発明の概要
本発明は、ディジタル信号処理装置において、再量子化
器の入力信号及び逆回量子化器の出力信号を、それぞれ
所定量だけ重み付けして予測化フィルタに帰還すること
により、全体として簡易な構成でかつ処理時間が短く、
ノイズシェービング機能を備えたフィードバック型のデ
ィジタル信号処理装置を得ることができる。
器の入力信号及び逆回量子化器の出力信号を、それぞれ
所定量だけ重み付けして予測化フィルタに帰還すること
により、全体として簡易な構成でかつ処理時間が短く、
ノイズシェービング機能を備えたフィードバック型のデ
ィジタル信号処理装置を得ることができる。
Ｃ従来の技術
従来、この種のディジタル信号処理装置においては、適
応予測符号化法（ａｄａｐｔｉｖｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｖｅｃｏｄｉｎｇ ： Ａ Ｐ Ｃ）の手法を用いてオ
ーディオ信号を符号化して伝送することにより、Ｓ／Ｎ
比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送効率で伝
送するようになされたものがある（特開昭５９−２２３
０３３号公報、特開昭６０−２２３０３４号公報、特開
昭６１−１５８２１７号公報、特開昭６１−１５８２１
８号公報）。
応予測符号化法（ａｄａｐｔｉｖｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｖｅｃｏｄｉｎｇ ： Ａ Ｐ Ｃ）の手法を用いてオ
ーディオ信号を符号化して伝送することにより、Ｓ／Ｎ
比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送効率で伝
送するようになされたものがある（特開昭５９−２２３
０３３号公報、特開昭６０−２２３０３４号公報、特開
昭６１−１５８２１７号公報、特開昭６１−１５８２１
８号公報）。
第１４図及び第１５図において、それぞれ１及び２は適
応予測符号化法を用いて入力ディジタル信号ＳＩを伝送
するようになされたフィードフォワード型及びフィード
バック型のディジタル信号処理装置を示し、入力ディジ
タル信号Ｓ、を線型予測分析（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｄ
ｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ ： Ｌ Ｐ Ｃ）の手法
を用いて再量子化する。
応予測符号化法を用いて入力ディジタル信号ＳＩを伝送
するようになされたフィードフォワード型及びフィード
バック型のディジタル信号処理装置を示し、入力ディジ
タル信号Ｓ、を線型予測分析（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｄ
ｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ ： Ｌ Ｐ Ｃ）の手法
を用いて再量子化する。
すなわち、フィードフォワード型のディジタル信号処理
装置ｌにおいては、入力ディジタル信号Ｓｌを予測化フ
ィルタ３を介して加算器４に与えることにより、入力デ
ィジタル信号ＳＩ及び予測化フィルタ３の出力信号の差
信号でなる残差信号ＳｚＩを得る。
装置ｌにおいては、入力ディジタル信号Ｓｌを予測化フ
ィルタ３を介して加算器４に与えることにより、入力デ
ィジタル信号ＳＩ及び予測化フィルタ３の出力信号の差
信号でなる残差信号ＳｚＩを得る。
予測化フィルタ３は、時間関数でなるオーディオ信号が
、隣接したサンプリング点間のみならず、ある程度離れ
たサンプリング点の間でも相関があることを利用して、
入力ディジタル信号ＳＩを所定期間ごとに区切って各期
間における入力ディジタル信号Ｓ、の特徴を検出しくす
なわち、線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフ
ィルタ特性を切り換えるようになされている。
、隣接したサンプリング点間のみならず、ある程度離れ
たサンプリング点の間でも相関があることを利用して、
入力ディジタル信号ＳＩを所定期間ごとに区切って各期
間における入力ディジタル信号Ｓ、の特徴を検出しくす
なわち、線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフ
ィルタ特性を切り換えるようになされている。
従って加算器４を介して、当該特徴に対する入力ディジ
タル信号Ｓ１の線型予測残差でなる残差信号ＳＫＩを得
ることができる。
タル信号Ｓ１の線型予測残差でなる残差信号ＳＫＩを得
ることができる。
さらにディジタル信号処理装置１においては、残差信号
Ｓｏｌが減算器５及び再量子化器７を介して伝送路Ｌｌ
に出力されると共に、その出力信号が再量子化器７の逆
特性でなる逆回量子化器９を介して再量子化器７の入力
信号と共に減算器８に与えられ、その結果得られる差信
号Ｓ２□が予測化フィルタ３と同特性の予測化フィルタ
１０を介して減算器５に入力されるようになされている
。
Ｓｏｌが減算器５及び再量子化器７を介して伝送路Ｌｌ
に出力されると共に、その出力信号が再量子化器７の逆
特性でなる逆回量子化器９を介して再量子化器７の入力
信号と共に減算器８に与えられ、その結果得られる差信
号Ｓ２□が予測化フィルタ３と同特性の予測化フィルタ
１０を介して減算器５に入力されるようになされている
。
従って伝送路Ｌｌにおいては、入力ディジタル信号Ｓ１
の線型予測残差でなる残差信号Ｓｚ＋が再量子化されて
伝送され、かくして、入力ディジタル信号Ｓ１を残差信
号ＳＫＩの形で伝送した分、入力ディジタル信号Ｓ、を
情報圧縮して伝送することができる。
の線型予測残差でなる残差信号Ｓｚ＋が再量子化されて
伝送され、かくして、入力ディジタル信号Ｓ１を残差信
号ＳＫＩの形で伝送した分、入力ディジタル信号Ｓ、を
情報圧縮して伝送することができる。
従って受信側において、予測化フィルタ３と同特性の予
測化フィルタ１４、逆回量子化器９と同特性の逆回量子
化器１５及び加算器１６を用いて伝送信号ＳＬＩを復号
することにより、高い伝送効率で入力ディジタル信号Ｓ
１を伝送することができる。
測化フィルタ１４、逆回量子化器９と同特性の逆回量子
化器１５及び加算器１６を用いて伝送信号ＳＬＩを復号
することにより、高い伝送効率で入力ディジタル信号Ｓ
１を伝送することができる。
これに対して、フィードバック型のディジタル信号処理
装置２においては、入力ディジタル信号Ｓ１を減算器２
０及び再量子化器２１を介して出力すると共に、その出
力信号ＳＬＩを逆回量子化器２２及び加算器２３を介し
て予測化フィルタ２４に与える。
装置２においては、入力ディジタル信号Ｓ１を減算器２
０及び再量子化器２１を介して出力すると共に、その出
力信号ＳＬＩを逆回量子化器２２及び加算器２３を介し
て予測化フィルタ２４に与える。
さらに、当該予測化フィルタ２４の出力信号を減算器２
０及び加算器２３に与えることにより、予測化フィルタ
２４に帰還ループを形成すると共に当該予測化フィルタ
２４を介して伝送信号ＳＬを帰還し、これに・より入力
ディジタル信号Ｓｌを適応予測符号化法の手法を用いて
符号化するようになされている。
０及び加算器２３に与えることにより、予測化フィルタ
２４に帰還ループを形成すると共に当該予測化フィルタ
２４を介して伝送信号ＳＬを帰還し、これに・より入力
ディジタル信号Ｓｌを適応予測符号化法の手法を用いて
符号化するようになされている。
か（して、フィードバック型のディジタル信号処理装置
２においても、フィードフォワード型のディジタル信号
処理装置１と同様に高い伝送効率で入力ディジタル信号
Ｓ１を伝送することができる。
２においても、フィードフォワード型のディジタル信号
処理装置１と同様に高い伝送効率で入力ディジタル信号
Ｓ１を伝送することができる。
具体的には、第１６図にフィードバック型を例に取って
示すように、ディジタル信号処理装置３０においては、
入力ディジタル信号Ｓｌを線型予測分析器３１に与え、
所定期間ごとに入力ディジタル信号Ｓ、のスペクトラム
形状を検出する。
示すように、ディジタル信号処理装置３０においては、
入力ディジタル信号Ｓｌを線型予測分析器３１に与え、
所定期間ごとに入力ディジタル信号Ｓ、のスペクトラム
形状を検出する。
線型予測分析器３１は、その検出結果に基づいて予測化
フィルタ３２及び３３の係数の切換信号でなる予測化フ
ィルタパラメータ信号Ｓ、を出力することにより、入力
ディジタル信号Ｓｌのスペクトラム形状に応じて、伝送
信号Ｓｔ＋の符号化を例えばストレートＰ ＣＭ （ｐ
ｕｌｓｅ ｃｏｄｅ ａ＋ｏｄｕｌａｔｉ。
フィルタ３２及び３３の係数の切換信号でなる予測化フ
ィルタパラメータ信号Ｓ、を出力することにより、入力
ディジタル信号Ｓｌのスペクトラム形状に応じて、伝送
信号Ｓｔ＋の符号化を例えばストレートＰ ＣＭ （ｐ
ｕｌｓｅ ｃｏｄｅ ａ＋ｏｄｕｌａｔｉ。
ｎ）、和分ＰＣＭ又は差分ＰＣＭの間で圧縮効率の高い
符号化方式に切り換えるようになされている。
符号化方式に切り換えるようになされている。
これに対して最大値検出器３４は、減算器３５を介して
得られる予測化フィルタ３２の出力信号及び入力ディジ
タル信号Ｓ１の残差信号Ｓ２．を受け、その最大値を検
出してフローティング係数検出器３６に出力する。
得られる予測化フィルタ３２の出力信号及び入力ディジ
タル信号Ｓ１の残差信号Ｓ２．を受け、その最大値を検
出してフローティング係数検出器３６に出力する。
フローティング係数検出器３６は、最大値検出器３４の
出力信号に基づいてフローティング係数信号Ｓ、を減算
器２０及び再量子化器２１の間に設けられた乗算器３７
に出力し、これにより所定のダイナミックレンジに補正
された入力信号が再量子化器２１に入力されるようにな
されている。
出力信号に基づいてフローティング係数信号Ｓ、を減算
器２０及び再量子化器２１の間に設けられた乗算器３７
に出力し、これにより所定のダイナミックレンジに補正
された入力信号が再量子化器２１に入力されるようにな
されている。
さらに、再量子化器２１及び加算器２３の間には、乗算
器３７と逆特性の乗算器３８が設けられ、乗算器３７で
再量子化器２１の入力信号をフローティングした分、逆
に再量子化器２１の出力信号をフローティングするよう
になされている。
器３７と逆特性の乗算器３８が設けられ、乗算器３７で
再量子化器２１の入力信号をフローティングした分、逆
に再量子化器２１の出力信号をフローティングするよう
になされている。
かくして、伝送信号ＳＬＩと共に予測化フィルタパラメ
ータ信号ＳＰ及びフローティング係数信号Ｓ、を伝送し
、受信側でそれぞれ予測化フィルタ３３及び乗算器３８
と同特性の予測化フィルタ４０及び乗算器３９を用いて
復号することにより、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧
縮して伝送することができる。
ータ信号ＳＰ及びフローティング係数信号Ｓ、を伝送し
、受信側でそれぞれ予測化フィルタ３３及び乗算器３８
と同特性の予測化フィルタ４０及び乗算器３９を用いて
復号することにより、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧
縮して伝送することができる。
ところで、この種のディジタル信号処理装置においては
、送信側で再量子化する際に量子化雑音の発生を避は得
す（以下再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシェー
ビングの手法を用いて聴感上の信号対量子化廁音比（Ｓ
ＮＲ）を改善するようになされたものが提案されている
（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＣＯ
ＵＳＴＩＣＳ、５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤ ５ＩＧＮＡＬ
ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ、ＶＯＬ、ＡＳＳＰ−２７，ＮＯ
，３，ＪＩＩＮＥ １９７９、電子情報通信学会誌 ４
／’８７ ＶＯＬ、７０．ＮＯ，４頁３９２〜４００、
特開昭５９−２２３０３２号公報、特開昭６０−１０３
７４６号公報、特開昭６１−１５８２２０号公報）。
、送信側で再量子化する際に量子化雑音の発生を避は得
す（以下再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシェー
ビングの手法を用いて聴感上の信号対量子化廁音比（Ｓ
ＮＲ）を改善するようになされたものが提案されている
（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＣＯ
ＵＳＴＩＣＳ、５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤ ５ＩＧＮＡＬ
ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ、ＶＯＬ、ＡＳＳＰ−２７，ＮＯ
，３，ＪＩＩＮＥ １９７９、電子情報通信学会誌 ４
／’８７ ＶＯＬ、７０．ＮＯ，４頁３９２〜４００、
特開昭５９−２２３０３２号公報、特開昭６０−１０３
７４６号公報、特開昭６１−１５８２２０号公報）。
すなわち、第１４図に対応して第１７図に示すように、
予測化フィルタ１０に代えてノイズフィルタ４５を用い
て、減算器８から出力される再量子化器７の入力信号及
び逆回量子化器９の出力信号の差信号（すなわち、再量
子化の際の再量子化誤差信号でなる）Ｓｚｚを帰還する
ことにより、平坦な形状でなる残差信号ＳＺＩのスペク
トラム形状を、入力ディジタル信号ＳＩでなるオーディ
オ信号のスペクトラム形状に応じて変化させて再量子化
し、これにより再量子化雑音のスペクトラム形状をオー
ディオ信号のスペクトラム形状に近似させる。
予測化フィルタ１０に代えてノイズフィルタ４５を用い
て、減算器８から出力される再量子化器７の入力信号及
び逆回量子化器９の出力信号の差信号（すなわち、再量
子化の際の再量子化誤差信号でなる）Ｓｚｚを帰還する
ことにより、平坦な形状でなる残差信号ＳＺＩのスペク
トラム形状を、入力ディジタル信号ＳＩでなるオーディ
オ信号のスペクトラム形状に応じて変化させて再量子化
し、これにより再量子化雑音のスペクトラム形状をオー
ディオ信号のスペクトラム形状に近似させる。
すなわち、予測化フィルタ３及びノイズフィルタ４５の
周波数特性を、それぞれＰ （ｚ）及びＦ（ｚ）とおき
、平坦な周波数特性をΔとおいて、２を次式、 ｚ −ｅｘｐ（ｊωｔ） ・・・・・・（
１）で表すと、入力ディジタル信号Ｓ、でなるオーディ
オ信号の周波数特性Ｓ３は、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化した際の量子化雑
音の周波数特性Ｎ、は、次式、 の関係式で表すことができる。
周波数特性を、それぞれＰ （ｚ）及びＦ（ｚ）とおき
、平坦な周波数特性をΔとおいて、２を次式、 ｚ −ｅｘｐ（ｊωｔ） ・・・・・・（
１）で表すと、入力ディジタル信号Ｓ、でなるオーディ
オ信号の周波数特性Ｓ３は、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化した際の量子化雑
音の周波数特性Ｎ、は、次式、 の関係式で表すことができる。
従ってノイズフィルタ４５の周波数特性Ｆ （ｚ）を、
予測化フィルタ３の周波数特性Ｐ （ｚ）に対して、任
意の定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（ｚ／α） ・・・・・・（４
）の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代
入して次式、 の関係式で表すことができる。
予測化フィルタ３の周波数特性Ｐ （ｚ）に対して、任
意の定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（ｚ／α） ・・・・・・（４
）の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代
入して次式、 の関係式で表すことができる。
すなわち、第７図に示すように、定数αの値に応じて再
量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮＳをオーディオ信号
のスペクトラム形状Ｌ Ｓ ｓに近づけることができ、
これにより聴感上のマスキング効果を利用して信号対量
子化雑音比（ＳＮＲ）を改善することができる。
量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮＳをオーディオ信号
のスペクトラム形状Ｌ Ｓ ｓに近づけることができ、
これにより聴感上のマスキング効果を利用して信号対量
子化雑音比（ＳＮＲ）を改善することができる。
従って、信号対量子化雑音比が改善された分、入力ディ
ジタル信号ＳＩを、さらに−段と情報圧縮して伝送する
ことができる。
ジタル信号ＳＩを、さらに−段と情報圧縮して伝送する
ことができる。
Ｄ発明が解決しようとする問題点
ところで、フィードバック型のディジタル信号処理装置
２においては、予測化フィルタを１つ用いるだけで構成
することができるので、フィードフォワード型のディジ
タル信号処理装置１に比して、全体の構成を簡略化でき
る特徴がある。
２においては、予測化フィルタを１つ用いるだけで構成
することができるので、フィードフォワード型のディジ
タル信号処理装置１に比して、全体の構成を簡略化でき
る特徴がある。
従って、フィードフォワード型のディジタル信号処理装
置ｌにノイズシェービングの手法を適用したように、フ
ィードバック型のディジタル信号処理装置２にノイズシ
ェービングの手法を適用すれば、全体として簡易な構成
のディジタル信号処理装置を得ることができると考えら
れる。
置ｌにノイズシェービングの手法を適用したように、フ
ィードバック型のディジタル信号処理装置２にノイズシ
ェービングの手法を適用すれば、全体として簡易な構成
のディジタル信号処理装置を得ることができると考えら
れる。
ところが、フィードバック型のディジタル信号処理装置
２にノイズシェービングの手法を適用スる場合において
は、ノイズフィルタの特性を予測化フィルタと同時に入
力ディジタル信号Ｓ１に応じて複雑に切り換える必要が
生じ、その分合体の構成が煩雑化すると共に処理時間が
長くなる問題があった。
２にノイズシェービングの手法を適用スる場合において
は、ノイズフィルタの特性を予測化フィルタと同時に入
力ディジタル信号Ｓ１に応じて複雑に切り換える必要が
生じ、その分合体の構成が煩雑化すると共に処理時間が
長くなる問題があった。
本発明は、ツ上の点を考慮してなされたもので、全体と
して簡易な構成で、処理時間が短く、ノイズシェービン
グ機能を備えてなるフィードバック型のディジタル信号
処理装置を提案しようとするものである。
して簡易な構成で、処理時間が短く、ノイズシェービン
グ機能を備えてなるフィードバック型のディジタル信号
処理装置を提案しようとするものである。
Ｅ問題点を解決するための手段
かかる問題点を解決するため本発明においては、帰還ル
ープ２３を備えた予測化フィルタ２４と、入力信号ＳＩ
と予測化フィルタ２４の出力信号との差信号を再量子化
して出力する再量子化手段２１と、再量子化手段２１の
逆特性で、再量子化手段２１の出力信号を再量子化して
予測化フィルタ２４に出力する逆回量子化手段２２とを
備えたディジタル信号処理装置５０において、逆回量子
化手段２２から予測化フィルタ２４に出力される出力信
号を、再量子化手段２１の入力信号と共にそれぞれ所定
量だけ重み付けして予測化フィルタ２４に出力するよう
にする。
ープ２３を備えた予測化フィルタ２４と、入力信号ＳＩ
と予測化フィルタ２４の出力信号との差信号を再量子化
して出力する再量子化手段２１と、再量子化手段２１の
逆特性で、再量子化手段２１の出力信号を再量子化して
予測化フィルタ２４に出力する逆回量子化手段２２とを
備えたディジタル信号処理装置５０において、逆回量子
化手段２２から予測化フィルタ２４に出力される出力信
号を、再量子化手段２１の入力信号と共にそれぞれ所定
量だけ重み付けして予測化フィルタ２４に出力するよう
にする。
Ｆ作用
逆回量子化手段２２から予測化フィルタ２４に出力され
る出力信号を、再量子化手段２１の入力信号と共にそれ
ぞれ所定量だけ重み付けして予測化フィルタ２４に出力
すれば、全体として簡易な構成で、量子化雑音のスペク
トラム形状を入力信号ＳＩのスペクトラム形状に近づけ
ることができる。
る出力信号を、再量子化手段２１の入力信号と共にそれ
ぞれ所定量だけ重み付けして予測化フィルタ２４に出力
すれば、全体として簡易な構成で、量子化雑音のスペク
トラム形状を入力信号ＳＩのスペクトラム形状に近づけ
ることができる。
Ｇ実施例
（Ｇ１）第１の実施例
第１５図との対応部分に同一符号を付して示す第１図に
おいて、５０は全体としてノイズシェービングの機能を
備えたフィードバック型のディジタル信号処理装置を示
し、減算器５１を用いて再量子化器２１の入力信号と逆
回量子化器２２の出力信号との差信号でなる量子化誤差
信号Ｓｅｔを得るようになされている。
おいて、５０は全体としてノイズシェービングの機能を
備えたフィードバック型のディジタル信号処理装置を示
し、減算器５１を用いて再量子化器２１の入力信号と逆
回量子化器２２の出力信号との差信号でなる量子化誤差
信号Ｓｅｔを得るようになされている。
さらに、ディジタル信号処理装置５０においては、乗算
器５２を介して量子化誤差信号ｓｉ＋を値ｒ （０＜ｒ
＜１）だけ重み付けした後、加算器５３を介して再量子
化器２１の入力信号と加算して加算器２３、予測化フィ
ルタ２４に帰還するようになされている。
器５２を介して量子化誤差信号ｓｉ＋を値ｒ （０＜ｒ
＜１）だけ重み付けした後、加算器５３を介して再量子
化器２１の入力信号と加算して加算器２３、予測化フィ
ルタ２４に帰還するようになされている。
従って加算器２３においては、逆回量子化器２２の出力
信号に加えて値（１−γ）だけ重み付けされた量子化誤
差信号Ｓ！Ｉが入力され、これにより再量子化器２１の
入力信号及び逆回量子化器２２の出力信号とがそれぞれ
所定量だけ重み付けされて予測化フィルタ２４を介して
再量子化器２１に帰還される。
信号に加えて値（１−γ）だけ重み付けされた量子化誤
差信号Ｓ！Ｉが入力され、これにより再量子化器２１の
入力信号及び逆回量子化器２２の出力信号とがそれぞれ
所定量だけ重み付けされて予測化フィルタ２４を介して
再量子化器２１に帰還される。
従って第２図に示すように、周波数特性Ｐ （ｚ）の予
測化フィルタ２４及び加算器２３を、周波数特性Ｐ （
ｚ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）の等価なフィルタ５４
に置き換えて等価回路に表すことができる。
測化フィルタ２４及び加算器２３を、周波数特性Ｐ （
ｚ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）の等価なフィルタ５４
に置き換えて等価回路に表すことができる。
さらに第３図に示すように、加算器５３の入力信号につ
いて、それぞれ分離して等価回路に表すと、当該フィル
タ５４及び加算器２３を周波数特性Ｐ （ｚ） ／’（
１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５５及び周波数特性１／
（１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５６と加算器５７に
置き換えることができる。
いて、それぞれ分離して等価回路に表すと、当該フィル
タ５４及び加算器２３を周波数特性Ｐ （ｚ） ／’（
１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５５及び周波数特性１／
（１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５６と加算器５７に
置き換えることができる。
従って第４図に示すように、フィルタ５５及び乗算器５
２を、周波数特性ｒＰ （ｚ） ／ （１−Ｐ（２））
のフィルタ５９に置き換えると共に加算器５７を減算器
５８に置き換えて表すことができる。
２を、周波数特性ｒＰ （ｚ） ／ （１−Ｐ（２））
のフィルタ５９に置き換えると共に加算器５７を減算器
５８に置き換えて表すことができる。
さらに、第５図及び第６図に示すように、フィルタ５６
及び減算器２０を１つのフィルタにまとめて等価回路に
表すと、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフィルタ６０に
置き換えることができ、当該フィルタ６０を減算器５８
の入力側に移動させて等価回路に表すと、周波数特性γ
Ｐ （ｚ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５９
を、周波数特性γＰ （ｚ）のフィルタ６１に置き換え
て、第１７図の構成と同じ構成の等価回路で表すことが
できる。
及び減算器２０を１つのフィルタにまとめて等価回路に
表すと、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフィルタ６０に
置き換えることができ、当該フィルタ６０を減算器５８
の入力側に移動させて等価回路に表すと、周波数特性γ
Ｐ （ｚ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ５９
を、周波数特性γＰ （ｚ）のフィルタ６１に置き換え
て、第１７図の構成と同じ構成の等価回路で表すことが
できる。
従って（３）式に、ノイズフィルタ４５の周波数特性Ｆ
（ｚ）に代えて、フィルタ６１の周波数特性γＰ （
ｚ）を代入して、次式 １式％）（） の関係式で表される再量子化雑音の周波数特性Ｎ、を得
ることができる。
（ｚ）に代えて、フィルタ６１の周波数特性γＰ （
ｚ）を代入して、次式 １式％）（） の関係式で表される再量子化雑音の周波数特性Ｎ、を得
ることができる。
従って、第７図に示すように、重み付は係数γの値に応
じて再量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮ、をオーディ
オ信号のスペクトラム形状ＬＳ。
じて再量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮ、をオーディ
オ信号のスペクトラム形状ＬＳ。
に近づけてノイズシェービングの機能を得ることができ
、これによりマスキング効果を利用して聴感上の信号対
量子化雑音比（ＳＮＲ）を改善することができる。
、これによりマスキング効果を利用して聴感上の信号対
量子化雑音比（ＳＮＲ）を改善することができる。
かくして、予測化フィルタ２４と共に動作を煩雑に切り
換えるノイズフィルタを用いなくても、量子化誤差信号
ｓｉ＋を重み付けして再量子化器２１の入力信号と共に
予測化フィルタ２４に帰還するだけの簡易な構成でノイ
ズシェービングの機能を得ることができ、全体の構成を
簡略化してその分処理時間を短くすることができる。
換えるノイズフィルタを用いなくても、量子化誤差信号
ｓｉ＋を重み付けして再量子化器２１の入力信号と共に
予測化フィルタ２４に帰還するだけの簡易な構成でノイ
ズシェービングの機能を得ることができ、全体の構成を
簡略化してその分処理時間を短くすることができる。
因に、重み付は係数γを値１に設定すると、予測化フィ
ルタ２４に逆回量子化器２２の出力信号だけを帰還する
ことができ、ノイズシェービングの機能を備えていない
従来のフィードバック型のディジタル信号処理装置を得
ることができる。
ルタ２４に逆回量子化器２２の出力信号だけを帰還する
ことができ、ノイズシェービングの機能を備えていない
従来のフィードバック型のディジタル信号処理装置を得
ることができる。
第１図の構成において、減算器５１を介して得られる量
子化誤差信号Ｓ□が、乗算器５２を介して値γだけ重み
付けされた後、加算器５３を介して再量子化器２１の入
力信号と共に予測化フィルタ２４に出力され、これによ
り予測化フィルタ２４を介して逆回量子化器２２の出力
信号及び再量子化器２１の入力信号が所定量だけだけ重
み付けされて再量子化器２１に帰還される。
子化誤差信号Ｓ□が、乗算器５２を介して値γだけ重み
付けされた後、加算器５３を介して再量子化器２１の入
力信号と共に予測化フィルタ２４に出力され、これによ
り予測化フィルタ２４を介して逆回量子化器２２の出力
信号及び再量子化器２１の入力信号が所定量だけだけ重
み付けされて再量子化器２１に帰還される。
以上の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付けされ
た再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の出
力信号を予測化フィルタ２４に帰還することにより、再
量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮ、をオーディオ信号
のスペクトラム形状ＬＳｓに近づけると共に入力ディジ
タル信号Ｓ１を情報圧縮して伝送することができる。
た再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の出
力信号を予測化フィルタ２４に帰還することにより、再
量子化雑音のスペクトラム形状ＬＮ、をオーディオ信号
のスペクトラム形状ＬＳｓに近づけると共に入力ディジ
タル信号Ｓ１を情報圧縮して伝送することができる。
かくして全体として簡易な構成で処理時間が短くノイズ
シェービング機能を備えてなるフィードバック型のディ
ジタル信号処理装置を得ることができる。
シェービング機能を備えてなるフィードバック型のディ
ジタル信号処理装置を得ることができる。
（Ｇ２）第２の実施例
第８図において、６５は全体としてフィードバック型の
ディジタル信号処理装置を示し、再量子化雑音のスペク
トラム形状を、オーディオ信号のスペクトラム形状に近
位させると共に高い周波数側で強調するノイズシェービ
ングの機能を備えている。
ディジタル信号処理装置を示し、再量子化雑音のスペク
トラム形状を、オーディオ信号のスペクトラム形状に近
位させると共に高い周波数側で強調するノイズシェービ
ングの機能を備えている。
実際上、９ （ｋＨｚ）以上の周波数帯域においては、
それ以下の周波数帯域に比して聴感が鈍くなることが知
られており、これを利用して高い周波数側で再量子化雑
音を強調してその分低い周波数側で再量子化雑音を抑圧
すれば、さらに−段と聴感上の信号対量子化雑音比を改
善することができる。
それ以下の周波数帯域に比して聴感が鈍くなることが知
られており、これを利用して高い周波数側で再量子化雑
音を強調してその分低い周波数側で再量子化雑音を抑圧
すれば、さらに−段と聴感上の信号対量子化雑音比を改
善することができる。
ところが、フィードバック型のディジタル信号処理装置
においては、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
ィオ信号のスペクトラム形状に近位させるだけでも全体
の構成が煩雑になることから、これに加えて再量子化雑
音のスペクトラム形状を高い周波数側で強調するように
すると格段的に構成が煩雑になる問題がある。
においては、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
ィオ信号のスペクトラム形状に近位させるだけでも全体
の構成が煩雑になることから、これに加えて再量子化雑
音のスペクトラム形状を高い周波数側で強調するように
すると格段的に構成が煩雑になる問題がある。
このためこの実施例においては、減算器５１を介して得
られる量子化誤差信号Ｓ□を乗算器６６を介して値γｔ
（０＜ｒｔ ＝１）だけ重み付けした後、減算器６
７を用いてノイズフィルタ６８を介して得られる値γ２
だけ重み付けした量子化誤差信号Ｓ□との差信号を得る
ようになされている。
られる量子化誤差信号Ｓ□を乗算器６６を介して値γｔ
（０＜ｒｔ ＝１）だけ重み付けした後、減算器６
７を用いてノイズフィルタ６８を介して得られる値γ２
だけ重み付けした量子化誤差信号Ｓ□との差信号を得る
ようになされている。
乗算器６９は、減算器６７から出力される差信号を値γ
ｌ （０＜Ｔｔ ＝１）だけ重み付けして加算器７０に
出力し、これにより当該加算器７０を介して所定量だけ
重み付けされた量子化誤差信号Ｓ□及びそのノイズフィ
ルタ６８の出力信号と、再量子化器２１の入力信号とが
加算器２３、予測化フィルタ２４に出力されるようにな
されている。
ｌ （０＜Ｔｔ ＝１）だけ重み付けして加算器７０に
出力し、これにより当該加算器７０を介して所定量だけ
重み付けされた量子化誤差信号Ｓ□及びそのノイズフィ
ルタ６８の出力信号と、再量子化器２１の入力信号とが
加算器２３、予測化フィルタ２４に出力されるようにな
されている。
さらに、減算器２０及び予測化フィルタ２４間には加算
器７１が設けられ、ノイズフィルタ６８の出力信号が出
力されるようになされている。
器７１が設けられ、ノイズフィルタ６８の出力信号が出
力されるようになされている。
従って、再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２
２の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フィル
タ２４に入力されると共に量子化誤差信号が所定量だけ
重み付けされてノイズフィルタ６８を介して再量子化器
２１及び予測化フィルタ２４に出力されるようになされ
ている。
２の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フィル
タ２４に入力されると共に量子化誤差信号が所定量だけ
重み付けされてノイズフィルタ６８を介して再量子化器
２１及び予測化フィルタ２４に出力されるようになされ
ている。
従って第９図に示すように、乗算器６６及び６９の重み
付は係数γ２及びγ、をそれぞれ値１及びβとおいて等
価回路に表すと、周波数特性Ｐ（２）の予測化フィルタ
２４及び加算器２３を、周波数特性Ｐ （ｚ） ／ （
１−Ｐ （ｚ） ）の等価なフィルタ７２に置き換える
ことができる。
付は係数γ２及びγ、をそれぞれ値１及びβとおいて等
価回路に表すと、周波数特性Ｐ（２）の予測化フィルタ
２４及び加算器２３を、周波数特性Ｐ （ｚ） ／ （
１−Ｐ （ｚ） ）の等価なフィルタ７２に置き換える
ことができる。
さらに、第１０図に示すように、ノイズフィルタ６８を
介して加算器７０に入力される入力信号を分離して等価
回路に表すと、当該フィルタ７２及び加算器７０を周波
数特性Ｐ （２） ／ （１−Ｐ（２））のフィルタ７
３、周波数特性１／（１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ７
４と加算器７５及び７６に置き換えることができる。
介して加算器７０に入力される入力信号を分離して等価
回路に表すと、当該フィルタ７２及び加算器７０を周波
数特性Ｐ （２） ／ （１−Ｐ（２））のフィルタ７
３、周波数特性１／（１−Ｐ （ｚ） ）のフィルタ７
４と加算器７５及び７６に置き換えることができる。
さらに第１１図に示すように、加算器７６及び減算器６
７の入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減
算器６７、ノイズフィルタ６８、乗算器６９及び加算器
７６をノイズフィルタ６８と同一の周波数特性Ｆ （ｚ
）でなるフィルタ６８Ａ及び６８Ｂ、乗算器６９と同一
の重み付は係数βを備えてなる乗算器６９Ａ及び６９Ｂ
１フイルタ７３と同一の周波数特性Ｐ （Ｚ） ／ （
１−Ｐ （ｚ））でなるフィルタ７３Ａ、７３Ｂ及び７
３Ｃ１加算器７７と減算器７８に置き換えることができ
る。
７の入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減
算器６７、ノイズフィルタ６８、乗算器６９及び加算器
７６をノイズフィルタ６８と同一の周波数特性Ｆ （ｚ
）でなるフィルタ６８Ａ及び６８Ｂ、乗算器６９と同一
の重み付は係数βを備えてなる乗算器６９Ａ及び６９Ｂ
１フイルタ７３と同一の周波数特性Ｐ （Ｚ） ／ （
１−Ｐ （ｚ））でなるフィルタ７３Ａ、７３Ｂ及び７
３Ｃ１加算器７７と減算器７８に置き換えることができ
る。
従って、第４図に示すように、量子化誤差信号ＳＺ＋に
ついてまとめ等価回路に表すと、フィルタ６８Ａ、６８
Ｂ、７３Ｂ、７３Ｃ及び７４、乗算器６９Ａ及び６９Ｂ
、加算器７５及び７７と減算器７８を、減算器５８及び
周波数特性Ｆ＋（ｚ）を、次式、 ・・・・・・（７） の関係式で表されるフィルタ８０に置き換えることがで
きる。
ついてまとめ等価回路に表すと、フィルタ６８Ａ、６８
Ｂ、７３Ｂ、７３Ｃ及び７４、乗算器６９Ａ及び６９Ｂ
、加算器７５及び７７と減算器７８を、減算器５８及び
周波数特性Ｆ＋（ｚ）を、次式、 ・・・・・・（７） の関係式で表されるフィルタ８０に置き換えることがで
きる。
従って第１の実施例の場合と同様に、第５図及び第６図
に示すように、フィルタ７３Ａ及び減算器２０を１つの
フィルタにまとめて表して、周波数特性（１−Ｐ （ｚ
） ）のフィルタ６０に置き換えられ、これを減算器５
８の入力側に移動させて等価回路に表して周波数特性Ｆ
＋（ｚ）のフィルタ８０を、次式、 Ｆｚ（ｚ）＝β−β−Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ）・
・・・・・（８） の関係式で表される周波数特性Ｆｚ（ｚ）のフィルタ８
１に置き換えることができる。
に示すように、フィルタ７３Ａ及び減算器２０を１つの
フィルタにまとめて表して、周波数特性（１−Ｐ （ｚ
） ）のフィルタ６０に置き換えられ、これを減算器５
８の入力側に移動させて等価回路に表して周波数特性Ｆ
＋（ｚ）のフィルタ８０を、次式、 Ｆｚ（ｚ）＝β−β−Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ）・
・・・・・（８） の関係式で表される周波数特性Ｆｚ（ｚ）のフィルタ８
１に置き換えることができる。
従って、（３）式の周波数特性Ｆ （ｚ）に（８）式の
周波数特性Ｆｚ（ｚ）を代入して、次式Ｎ！ １−Ｐ（ＺＪ ・・・・・・ （９） の関係式で、再量子化雑音の周波数特性Ｎ、を表すこと
ができる。
周波数特性Ｆｚ（ｚ）を代入して、次式Ｎ！ １−Ｐ（ＺＪ ・・・・・・ （９） の関係式で、再量子化雑音の周波数特性Ｎ、を表すこと
ができる。
ここで第１２図に示すように、値Δで直線Ｌ７で表され
る平坦な周波数特性を表すのに対し、（９）式の右辺の
式（１−Ｆ （ｚ） ）で表される周波数特性は、周波
数特性Ｆ （ｚ）を所定の周波数特性に選定することに
より、曲線り、で表されるように高い周波数側を強調す
る周波数特性を表すことができる。
る平坦な周波数特性を表すのに対し、（９）式の右辺の
式（１−Ｆ （ｚ） ）で表される周波数特性は、周波
数特性Ｆ （ｚ）を所定の周波数特性に選定することに
より、曲線り、で表されるように高い周波数側を強調す
る周波数特性を表すことができる。
これに対して、（９）式の右辺の残りの式（１−β・Ｐ
（ｚ） ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）は、（３）式
と同様にオーディオ信号のスペクトラム形状に近似した
周波数特性を表す。
（ｚ） ） ／ （１−Ｐ （ｚ） ）は、（３）式
と同様にオーディオ信号のスペクトラム形状に近似した
周波数特性を表す。
従って、（９）式で表される再量子化雑音の周波数特性
Ｎ、は、曲線り、で表されるように、再量子化雑音のス
ペクトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム形状に
近似させると共に高い周波数側で強調する周波数特性で
なる。
Ｎ、は、曲線り、で表されるように、再量子化雑音のス
ペクトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム形状に
近似させると共に高い周波数側で強調する周波数特性で
なる。
かくして、固定した周波数特性のノイズフィルタを用い
て、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーディオ信１
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調するノイズシェービングの機能を得ることができ
、全体として簡易な構成でさらに一段と聴感上の信号対
量子化雑音比を改善することができる。
て、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーディオ信１
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調するノイズシェービングの機能を得ることができ
、全体として簡易な構成でさらに一段と聴感上の信号対
量子化雑音比を改善することができる。
因に、乗算器６６及び６９の重み付は係数１２及びＴ、
をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数
特性Ｎ、は、次式 ％式％（１０） の関係式で表すことができ、さらに−段とノイズシェー
ビングの特性を自由に選定することができる。
をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数
特性Ｎ、は、次式 ％式％（１０） の関係式で表すことができ、さらに−段とノイズシェー
ビングの特性を自由に選定することができる。
第８図の構成において、減算器５１を介して得られる量
子化誤差信号Ｓｔｌが、乗算器６６及び６９を介して値
Ｔ！及びＴ１だけ重み付けされて予測化フィルタ２４に
入力されると共にノイズフィルタ６８介して所定量だけ
重み付けされて予測化フィルタ２４及び再量子化器２１
に入力される。
子化誤差信号Ｓｔｌが、乗算器６６及び６９を介して値
Ｔ！及びＴ１だけ重み付けされて予測化フィルタ２４に
入力されると共にノイズフィルタ６８介して所定量だけ
重み付けされて予測化フィルタ２４及び再量子化器２１
に入力される。
さらに、再量子化器２１の入力信号が所定量だけ重み付
けされて予測化フィルタ２４に入力され、これにより第
６図に示すような等価回路に置き換えることができる。
けされて予測化フィルタ２４に入力され、これにより第
６図に示すような等価回路に置き換えることができる。
かくして、乗算器６６及び６９の重み付は係数γ２及び
γ、をそれぞれ値１及びβとおけば、（９）式で示すよ
うに、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーディオ
信号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数
側で強調した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧
縮して伝送することができる。
γ、をそれぞれ値１及びβとおけば、（９）式で示すよ
うに、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーディオ
信号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数
側で強調した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧
縮して伝送することができる。
これに対して、乗算器６６及び６９の重み付は係数γ２
及びＴ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（１０）式で
示すように、さらに−段とノイズシェービングの特性を
自由に選定した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報
圧縮して伝送することができる。
及びＴ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（１０）式で
示すように、さらに−段とノイズシェービングの特性を
自由に選定した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報
圧縮して伝送することができる。
第８図の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付けし
た再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の出
力信号を予測化フィルタ２４に出力すると共に、量子化
誤差信号Ｓ□をノイズフィルタ６８を介して予測化フィ
ルタ２４及び再量子化器２１に出力することにより、再
量子化雑音のスペクトラム形状を、オーディオ信号のス
ペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側で強調
した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧縮して伝
送することができる。
た再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の出
力信号を予測化フィルタ２４に出力すると共に、量子化
誤差信号Ｓ□をノイズフィルタ６８を介して予測化フィ
ルタ２４及び再量子化器２１に出力することにより、再
量子化雑音のスペクトラム形状を、オーディオ信号のス
ペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側で強調
した状態で、入力ディジタル信号Ｓ１を情報圧縮して伝
送することができる。
かくして、固定した周波数特性のノイズフィルタを用い
て、−段と複雑な周波数特性のノイズシェービング機能
を得ることができ、全体として簡易な構成で処理時間が
短くノイズシェービング機能を備えてなるフィードバッ
ク型のディジタル信号処理装置を得ることができる。
て、−段と複雑な周波数特性のノイズシェービング機能
を得ることができ、全体として簡易な構成で処理時間が
短くノイズシェービング機能を備えてなるフィードバッ
ク型のディジタル信号処理装置を得ることができる。
（Ｇ３）第３の実施例
第１３図において、８５は全体としてフィードバック型
のディジタル信号処理装置を示し、ノイズフィルタ６８
（第８図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフ
ィルタ８６を用いて、さらに−段と複雑な周波数特性の
ノイズシェービング機能を得るようにしたものである。
のディジタル信号処理装置を示し、ノイズフィルタ６８
（第８図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフ
ィルタ８６を用いて、さらに−段と複雑な周波数特性の
ノイズシェービング機能を得るようにしたものである。
すなわちフィルタ８６においては、補正フィルタ８７の
出力信号及び重み付けされた量子化誤差信号Ｓ□を加算
器８８に与え、その出力信号を補正フィルタ８７及び９
０に与える。
出力信号及び重み付けされた量子化誤差信号Ｓ□を加算
器８８に与え、その出力信号を補正フィルタ８７及び９
０に与える。
さらに、補正フィルタ８７及び９０の出力信号を減算器
９１を介して減算器６７及び加算器７０に与える。
９１を介して減算器６７及び加算器７０に与える。
従って、フィルタ８６の周波数特性Ｆｔ（Ｚ）は、補正
フィルタ８７及び９０の周波数特性をそれぞれＡ （Ｚ
）及びＢ （Ｚ）とおいて、次式％式％（１１） の関係式で表すことができる。
フィルタ８７及び９０の周波数特性をそれぞれＡ （Ｚ
）及びＢ （Ｚ）とおいて、次式％式％（１１） の関係式で表すことができる。
従って、第２の実施例の場合と同様に乗算器６６及び６
９の重み付は係数γ８及びＴ１をそれぞれ値１及びβと
おくと、再量子化雑音の周波数特性Ｎ３は、（９）式の
値Ｆ （ｚ）に（１１）式の値ｐ’５（ｚ）を代入して
、次式 ％式％（１２） の関係式で表すことができ、さらに−段と複雑な周波数
特性のノイズシェービング機能を得ることができる。
９の重み付は係数γ８及びＴ１をそれぞれ値１及びβと
おくと、再量子化雑音の周波数特性Ｎ３は、（９）式の
値Ｆ （ｚ）に（１１）式の値ｐ’５（ｚ）を代入して
、次式 ％式％（１２） の関係式で表すことができ、さらに−段と複雑な周波数
特性のノイズシェービング機能を得ることができる。
これに対して、乗算器６６及び６７の重み付は係数γ２
及びＴＩをそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音
の周波数特性Ｎ、は、（１０）式の値Ｆ （ｚ）に（１
１）式の値Ｆｇ（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
及びＴＩをそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音
の周波数特性Ｎ、は、（１０）式の値Ｆ （ｚ）に（１
１）式の値Ｆｇ（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
従って、第２の実施例の場合に比して、さらに−段と複
雑な周波数特性のノイズシェービング機能を得ることが
できる。
雑な周波数特性のノイズシェービング機能を得ることが
できる。
第１３図の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付け
した再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の
出力信号を予測化フィルタ２４に出力すると共に、所定
量だけ重み付けされた量子化誤差信号Ｓｔｌを補正フィ
ルタ８７及び９０で構成された複雑な周波数特性を備え
てなるフィルタ８６を介して予測化フィルタ２４及び再
量子化器２１に出力することにより、第２の実施例の効
果に加えてさらに一段と複雑な周波数特性のノイズシェ
ービング機能を得ることができる。
した再量子化器２１の入力信号及び逆回量子化器２２の
出力信号を予測化フィルタ２４に出力すると共に、所定
量だけ重み付けされた量子化誤差信号Ｓｔｌを補正フィ
ルタ８７及び９０で構成された複雑な周波数特性を備え
てなるフィルタ８６を介して予測化フィルタ２４及び再
量子化器２１に出力することにより、第２の実施例の効
果に加えてさらに一段と複雑な周波数特性のノイズシェ
ービング機能を得ることができる。
（Ｇ４）第４の実施例
なお第２及び第３の実施例においては、乗算器６６及び
６９の重み付は係数１２及びγ、をそれぞれ値β及び１
と値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付は
係数１２及びｙ、の値はこれに限らず、必要に応じて種
々の値に広く選定することができる。
６９の重み付は係数１２及びγ、をそれぞれ値β及び１
と値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付は
係数１２及びｙ、の値はこれに限らず、必要に応じて種
々の値に広く選定することができる。
さらに上述の実施例においては、オーディオ信号を伝送
する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例
えばコンパクトデスク装置等のようにオーディオ信号を
高品質で再生する場合、ディジタルテープレコーダ等の
ようにオーディオ信号を高品質で記録及び再生する場合
等広く適用することができる。
する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例
えばコンパクトデスク装置等のようにオーディオ信号を
高品質で再生する場合、ディジタルテープレコーダ等の
ようにオーディオ信号を高品質で記録及び再生する場合
等広く適用することができる。
Ｈ発明の効果
以上のように本発明によれば、それぞれ再量子化器の入
力信号及び逆回量子化器の出力信号を所定量だけ重み付
けして予測化フィルタに出力することにより、量子化雑
音のスペクトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム
形状に近づけると共に入力ディジタル信号を情報圧縮し
て伝送することができ、かくして全体として簡易な構成
で処理時間が短くノイズシェービング機能を備えてなる
フィードバック型のディジタル信号処理装置を得ること
ができる。
力信号及び逆回量子化器の出力信号を所定量だけ重み付
けして予測化フィルタに出力することにより、量子化雑
音のスペクトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム
形状に近づけると共に入力ディジタル信号を情報圧縮し
て伝送することができ、かくして全体として簡易な構成
で処理時間が短くノイズシェービング機能を備えてなる
フィードバック型のディジタル信号処理装置を得ること
ができる。
第１図は本発明によるディジタル信号処理装置の・第１
の実施例を示すブロック図、第２図〜第６図はその等価
回路を示すブロック図、第７図はその再量子化雑音のス
ペクトラム形状を示す特性曲線図、第８図はその第２の
実施例を示すブロック図、第９図〜第１１図はその等価
回路を示すブロック図、第１２図はその再量子化雑音の
スペクトラム形状を示す特性曲線図、第１３図はその第
３の実施例を示すブロック図、第１４図は従来のフィー
ドフォワード型のディジタル信号処理装置を示すブロッ
ク図、第１５図は従来のフィードバック型のディジタル
信号処理装置を示すブロック図、第１６図はその具体的
構成を示すブロック図、第１７図はノイズシェービング
機能を備えたフィードフォワード型のディジタル信号処
理装置を示すブロック図である。 ｌ、２．３０，５０．６５．８５・・・・・・ディジタ
ル信号処理装置、３．１０，１４．２４．３２．３３．
４０・・・・・・予測化フィルタ、７．２１・・・・・
・再量子化器、４５．６８・・・・・・ノイズフィルタ
。
の実施例を示すブロック図、第２図〜第６図はその等価
回路を示すブロック図、第７図はその再量子化雑音のス
ペクトラム形状を示す特性曲線図、第８図はその第２の
実施例を示すブロック図、第９図〜第１１図はその等価
回路を示すブロック図、第１２図はその再量子化雑音の
スペクトラム形状を示す特性曲線図、第１３図はその第
３の実施例を示すブロック図、第１４図は従来のフィー
ドフォワード型のディジタル信号処理装置を示すブロッ
ク図、第１５図は従来のフィードバック型のディジタル
信号処理装置を示すブロック図、第１６図はその具体的
構成を示すブロック図、第１７図はノイズシェービング
機能を備えたフィードフォワード型のディジタル信号処
理装置を示すブロック図である。 ｌ、２．３０，５０．６５．８５・・・・・・ディジタ
ル信号処理装置、３．１０，１４．２４．３２．３３．
４０・・・・・・予測化フィルタ、７．２１・・・・・
・再量子化器、４５．６８・・・・・・ノイズフィルタ
。
Claims (3)
- （１）帰還ループを備えた予測化フィルタと、入力信号
と上記予測化フィルタの出力信号との差信号を再量子化
して出力する再量子化手段と、上記再量子化手段の逆特
性で、上記再量子化手段の出力信号を再量子化して上記
予測化フィルタに出力する逆再量子化手段とを備えたデ
ィジタル信号処理装置において、 上記逆再量子化手段から上記予測化フィルタに出力され
る出力信号を、上記再量子化手段の入力信号と共にそれ
ぞれ所定量だけ重み付けして上記予測化フィルタに出力
するようにした ことを特徴とするディジタル信号処理装置。 - （２）帰還ループを備えた予測化フィルタと、入力信号
と上記予測化フィルタの出力信号との差信号を再量子化
して出力する再量子化手段と、上記再量子化手段の逆特
性で、上記再量子化手段の出力信号を再量子化して上記
予測化フィルタに出力する逆再量子化手段とを備えたデ
ィジタル信号処理装置において、 上記逆再量子化手段から上記予測化フィルタに出力され
る出力信号を、上記再量子化手段の入力信号と共にそれ
ぞれ所定量だけ重み付けして上記予測化フィルタに出力
すると共に、上記逆再量子化手段から出力される上記出
力信号及び上記再量子化手段の上記入力信号を所定量だ
け重み付けし、所定の周波数特性のフィルタを介して上
記予測化フィルタ及び上記再量子化手段に帰還するよう
にした ことを特徴とするディジタル信号処理装置。 - （３）上記フィルタは、複数のフィルタで構成されてな
る特許請求の範囲第２項に記載のディジタル信号処理装
置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046595A JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
| DE68927483T DE68927483T2 (de) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Verfahren und Einrichtung zur Digitalsignalverarbeitung |
| EP89301943A EP0331405B1 (en) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Method and apparatus for processing a digital signal |
| AT89301943T ATE145775T1 (de) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Verfahren und einrichtung zur digitalsignalverarbeitung |
| US07/317,290 US5070515A (en) | 1988-02-29 | 1989-02-28 | Method and apparatus for processing digital signal |
| KR1019890002390A KR0171397B1 (ko) | 1988-02-29 | 1989-02-28 | 디지탈 신호 처리방법 및 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046595A JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01221021A true JPH01221021A (ja) | 1989-09-04 |
| JP2699382B2 JP2699382B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=12751652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63046595A Expired - Fee Related JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2699382B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01233824A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Sony Corp | ノイズシエーピング方法 |
| JPH0722951A (ja) * | 1991-11-29 | 1995-01-24 | Nec Corp | ノイズシェイパ |
| JP2010145593A (ja) * | 2008-12-17 | 2010-07-01 | Sony Corp | 情報符号化装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS628629A (ja) * | 1985-07-05 | 1987-01-16 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
-
1988
- 1988-02-29 JP JP63046595A patent/JP2699382B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS628629A (ja) * | 1985-07-05 | 1987-01-16 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01233824A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Sony Corp | ノイズシエーピング方法 |
| JPH0722951A (ja) * | 1991-11-29 | 1995-01-24 | Nec Corp | ノイズシェイパ |
| JP2010145593A (ja) * | 2008-12-17 | 2010-07-01 | Sony Corp | 情報符号化装置 |
| US8311816B2 (en) | 2008-12-17 | 2012-11-13 | Sony Corporation | Noise shaping for predictive audio coding apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2699382B2 (ja) | 1998-01-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |