JPS631028B2 - - Google Patents
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- JPS631028B2 JPS631028B2 JP9103680A JP9103680A JPS631028B2 JP S631028 B2 JPS631028 B2 JP S631028B2 JP 9103680 A JP9103680 A JP 9103680A JP 9103680 A JP9103680 A JP 9103680A JP S631028 B2 JPS631028 B2 JP S631028B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
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- output
- error amplifier
- transformer
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、トランスを有するスイツチング・レ
ギユレータの改良に関する。
ギユレータの改良に関する。
この種のスイツチング・レギユレータは第１図
に示すように、入力電圧Eiがトランス１の一次巻
線n1とスイツチング素子であるトランジスタ２の
直列回路に加えられる。そしてトランジスタ２が
オンになると一次電流i1が流れ、オフになるとi1
によつてトランス１の鉄心に貯えられたエネルギ
が二次巻線n2，n3側に二次電流i2，i3として放出
される。二次巻線n2側の二次電流i2は整流平滑さ
れ、出力電圧Eoとなつて負荷RLに与えられる。
また二次巻線n3側の二次電流i3は整流平滑回路４
で整流平滑されEoに関連した帰還電圧Efとなり、
抵抗R1，R2を介して誤差増幅器５の非反転入力
端子（＋）に与えられる。誤差増幅器５は反転入
力端子（−）に抵抗R3を介して加えられる基準
電圧Esと帰還電圧Efとの偏差を増幅し、その出
力Eaが比較器６で発振器７からの三角波の比較
電圧Erと比較される。その比較結果に基づいて
駆動回路８がトランジスタ２をオンまたはオンに
する。このようにしてトランジスタ２がEf＝Es
になるようにオンオフを繰り返し、出力電圧Eo
を一定値に制御する。このような構成のスイツチ
ング・レギユレータにおいては、帰還回路を構成
するトランス１の二次巻線n3に断線事故が発生し
たり、整流平滑回路４および抵抗R1，R2に故障
が生ずると、トランジスタ２がほとんどオンにな
るため、出力側に過電圧が発生する。その値は正
常値の２倍以上になり、特に入力電圧範囲が例え
ば24V〜100Vのように広い場合にはその値が大
きくなるので、対策が必要となる。また負荷の短
絡事故等により出力電流が過大になるので、その
対策も必要となる。一般には出力電圧および出力
電流を監視し、異常になつたときトランジスタ２
をオフにするようにして、過電圧保護および過電
流保護を行つている。しかしながら第１図のよう
に帰還電圧Efを出力電圧Eoとは別巻線から得て
入出力絶縁を行う場合には、過電圧保護回路およ
び過電流保護回路も絶縁形としなければならず構
成が複雑になつていた。また出力側の二次巻線を
多数設けて多出力形とする場合には、各出力毎に
過電圧検出手段および過電流検出手段が必要とな
り、構成がさらに複雑となる。
に示すように、入力電圧Eiがトランス１の一次巻
線n1とスイツチング素子であるトランジスタ２の
直列回路に加えられる。そしてトランジスタ２が
オンになると一次電流i1が流れ、オフになるとi1
によつてトランス１の鉄心に貯えられたエネルギ
が二次巻線n2，n3側に二次電流i2，i3として放出
される。二次巻線n2側の二次電流i2は整流平滑さ
れ、出力電圧Eoとなつて負荷RLに与えられる。
また二次巻線n3側の二次電流i3は整流平滑回路４
で整流平滑されEoに関連した帰還電圧Efとなり、
抵抗R1，R2を介して誤差増幅器５の非反転入力
端子（＋）に与えられる。誤差増幅器５は反転入
力端子（−）に抵抗R3を介して加えられる基準
電圧Esと帰還電圧Efとの偏差を増幅し、その出
力Eaが比較器６で発振器７からの三角波の比較
電圧Erと比較される。その比較結果に基づいて
駆動回路８がトランジスタ２をオンまたはオンに
する。このようにしてトランジスタ２がEf＝Es
になるようにオンオフを繰り返し、出力電圧Eo
を一定値に制御する。このような構成のスイツチ
ング・レギユレータにおいては、帰還回路を構成
するトランス１の二次巻線n3に断線事故が発生し
たり、整流平滑回路４および抵抗R1，R2に故障
が生ずると、トランジスタ２がほとんどオンにな
るため、出力側に過電圧が発生する。その値は正
常値の２倍以上になり、特に入力電圧範囲が例え
ば24V〜100Vのように広い場合にはその値が大
きくなるので、対策が必要となる。また負荷の短
絡事故等により出力電流が過大になるので、その
対策も必要となる。一般には出力電圧および出力
電流を監視し、異常になつたときトランジスタ２
をオフにするようにして、過電圧保護および過電
流保護を行つている。しかしながら第１図のよう
に帰還電圧Efを出力電圧Eoとは別巻線から得て
入出力絶縁を行う場合には、過電圧保護回路およ
び過電流保護回路も絶縁形としなければならず構
成が複雑になつていた。また出力側の二次巻線を
多数設けて多出力形とする場合には、各出力毎に
過電圧検出手段および過電流検出手段が必要とな
り、構成がさらに複雑となる。
ところで、トランスを有するスイツチング・レ
ギユレータでは、トランジスタ２がオンからオフ
に切換わり二次電流が流れたとき、一次側にフラ
イバツク電圧が誘起される。このときトランスの
漏れインダクタンスによりスパイク電圧が発生す
るので、図に示すようにトランス１の一次巻線n1
に並列にダイオードD1と抵抗R5およびコンデン
サC1からなるスナバ回路９が一般に付加されて
いる。このスナバ回路９にはフライバツク電圧の
平均値Eflが貯えられている。そしてフライバツ
ク電圧の平均値Eflと出力電圧Eoとの間にはトラ
ンス１の巻線比をｋ（＝n1／n2）とすると、Efl≒kEo なる関係がある。
ギユレータでは、トランジスタ２がオンからオフ
に切換わり二次電流が流れたとき、一次側にフラ
イバツク電圧が誘起される。このときトランスの
漏れインダクタンスによりスパイク電圧が発生す
るので、図に示すようにトランス１の一次巻線n1
に並列にダイオードD1と抵抗R5およびコンデン
サC1からなるスナバ回路９が一般に付加されて
いる。このスナバ回路９にはフライバツク電圧の
平均値Eflが貯えられている。そしてフライバツ
ク電圧の平均値Eflと出力電圧Eoとの間にはトラ
ンス１の巻線比をｋ（＝n1／n2）とすると、Efl≒kEo なる関係がある。
そこで本発明では、フライバツク電圧の平均値
を監視しその値を制限するとともに、トランスの
一次電流を監視しその値が制限値を超えたとき、
フライバツク電圧の制限値をローレベルに切換え
るようにして、簡単な構成で過電圧、過電流保護
のできるスイツチング・レギユレータを実現した
ものである。
を監視しその値を制限するとともに、トランスの
一次電流を監視しその値が制限値を超えたとき、
フライバツク電圧の制限値をローレベルに切換え
るようにして、簡単な構成で過電圧、過電流保護
のできるスイツチング・レギユレータを実現した
ものである。
第２図は本発明スイツチング・レギユレータの
一実施例を示す接続図で、第１図と同一部分には
同一符号を付してある。第２図において第１図の
従来例と異るところは、第２の誤差増幅器１０を
設け、その非反転入力端子（＋）にフライバツク
電圧の平均値Eflと入力電圧Eiの和を抵抗R6，R7
で分圧して与え、反転入力端子（−）に入力電圧
Eiおよび基準電圧Esをそれぞれ抵抗R8，R9およ
びR10を介して与え、かつその出力Ebを抵抗R11
と介して帰還することによつて、制限値El（＝R9／R8 Es）とEflの偏差に関連した出力電圧Ebを生じさ
せる点と、この出力電圧Ebと第１の誤差増幅器
５の出力Eaの大きい方を選択して比較器６に与
えるための選択回路１１を設けた点と、トランジ
スタ２のエミツタ側にトランス１の一次電流i1を
検出する抵抗R12を設けた点およびR12の電圧降
下Ecと基準電圧Esがそれぞれ抵抗R13，R14を介
してベースに与えられ、コレクタが第２の誤差増
幅器１０の反転入力端子（−）に接続されエミツ
タが基準点に接続されたトランジスタQ1を設け
た点である。なお選択回路１１としてはダイオー
ドを用いて構成したものや、第１および第２の誤
差増幅器の出力段のトランジスタのエミツタを共
通に接続する等必要に応じて種々の構成のものを
用いることができる。そしてまた正常時にはEa
＞Ebになるように、制限電圧Elの値を正常時の
Eflの1.4倍程度に選んである。
一実施例を示す接続図で、第１図と同一部分には
同一符号を付してある。第２図において第１図の
従来例と異るところは、第２の誤差増幅器１０を
設け、その非反転入力端子（＋）にフライバツク
電圧の平均値Eflと入力電圧Eiの和を抵抗R6，R7
で分圧して与え、反転入力端子（−）に入力電圧
Eiおよび基準電圧Esをそれぞれ抵抗R8，R9およ
びR10を介して与え、かつその出力Ebを抵抗R11
と介して帰還することによつて、制限値El（＝R9／R8 Es）とEflの偏差に関連した出力電圧Ebを生じさ
せる点と、この出力電圧Ebと第１の誤差増幅器
５の出力Eaの大きい方を選択して比較器６に与
えるための選択回路１１を設けた点と、トランジ
スタ２のエミツタ側にトランス１の一次電流i1を
検出する抵抗R12を設けた点およびR12の電圧降
下Ecと基準電圧Esがそれぞれ抵抗R13，R14を介
してベースに与えられ、コレクタが第２の誤差増
幅器１０の反転入力端子（−）に接続されエミツ
タが基準点に接続されたトランジスタQ1を設け
た点である。なお選択回路１１としてはダイオー
ドを用いて構成したものや、第１および第２の誤
差増幅器の出力段のトランジスタのエミツタを共
通に接続する等必要に応じて種々の構成のものを
用いることができる。そしてまた正常時にはEa
＞Ebになるように、制限電圧Elの値を正常時の
Eflの1.4倍程度に選んである。
したがつて本発明においては、正常時には第１
の誤差増幅器出力Eaが第２の誤差増幅器出力Eb
より大きく、第１の誤差増幅器５側で従来同様出
力電圧Eoを制御している。ところで第１の誤差
増幅器５側の帰還回路に異常が生じ出力電圧Eo
が大きくなつた場合には、フライバツク電圧が大
きくなるため、Eb＞Eaとなり第２の誤差増幅器
１０側が働き、Efl＝Elとなるようにトランジスタ
２のオンオフを制御し、フライバツク電圧を制限
する。その結果出力電圧Eoも正常時の1.4倍程度
に制限され、出力側に過電圧が発生するのを有効
に防止できる。
の誤差増幅器出力Eaが第２の誤差増幅器出力Eb
より大きく、第１の誤差増幅器５側で従来同様出
力電圧Eoを制御している。ところで第１の誤差
増幅器５側の帰還回路に異常が生じ出力電圧Eo
が大きくなつた場合には、フライバツク電圧が大
きくなるため、Eb＞Eaとなり第２の誤差増幅器
１０側が働き、Efl＝Elとなるようにトランジスタ
２のオンオフを制御し、フライバツク電圧を制限
する。その結果出力電圧Eoも正常時の1.4倍程度
に制限され、出力側に過電圧が発生するのを有効
に防止できる。
一方負荷の短絡事故等により一次電流i1が増加
し、抵抗R12の電圧降下Ecが、トランジスタＱの
ベース・エミツタ間電圧VBEと基準電圧Esおよび
抵抗R13、R14の値で決まる制限値（R13＋R14／R14 VBE−R13／R14Es）を越えると、トランジスタQ1がオ ンとなる。その結果第２の誤差増幅器１０の反転
入力端子（−）すなわちフライバツク電圧の制限
値Elが強制的にローレベルになり、第２の誤差増
幅器１０側が働き、トランジスタ２をオフにして
一次電流i1の増加を止め過電流保護を行う。この
ときトランジスタ２が１周期の間に複数回オンオ
フを繰り返して発熱しないように、第２の誤差増
幅器１０の帰還回路にコンデンサC2を設けて応
答時間を調整している。また電源投入時にはトラ
ンジスタQ1が働き短かいオン時間から作動し、
１周期毎にオン時間を長くして正常状態に移行す
るので、ソフトスタートが可能である。
し、抵抗R12の電圧降下Ecが、トランジスタＱの
ベース・エミツタ間電圧VBEと基準電圧Esおよび
抵抗R13、R14の値で決まる制限値（R13＋R14／R14 VBE−R13／R14Es）を越えると、トランジスタQ1がオ ンとなる。その結果第２の誤差増幅器１０の反転
入力端子（−）すなわちフライバツク電圧の制限
値Elが強制的にローレベルになり、第２の誤差増
幅器１０側が働き、トランジスタ２をオフにして
一次電流i1の増加を止め過電流保護を行う。この
ときトランジスタ２が１周期の間に複数回オンオ
フを繰り返して発熱しないように、第２の誤差増
幅器１０の帰還回路にコンデンサC2を設けて応
答時間を調整している。また電源投入時にはトラ
ンジスタQ1が働き短かいオン時間から作動し、
１周期毎にオン時間を長くして正常状態に移行す
るので、ソフトスタートが可能である。
なお、第３図に示すように帰還電圧Efを第２の
誤差増幅器１０の反転入力端子（−）に抵抗R15
を介して与えるようにすれば、フライバツク電圧
の制限値Elが（R9／R8Es＋R9／R15Ef）となり、異常時 にはEfが零になるので、異常時の出力電圧を小さ
な値に制限できる。また第１、第２の誤差増幅器
５，１０、比較器６、発振器７および駆動回路８
よりなる制御回路の動作電圧として帰還電圧Efを
用いる場合には、第４図のようにダイオードD2
を設け帰還回路の異常時に起動回路１２から誤差
増幅器５，１０の入力へ電圧が加わらないように
すればよい。なお第４図においては、起動回路１
２としてトランジスタQ2と抵抗R16およびツエナ
ーダイオードZDからなるシリーズレギユレータ
が示されており、起動時（電源投入時）には制御
回路にZDのツエナー電圧VzとQ2のベース・エミ
ツタ間電圧の差で決る電圧が加わり、定常状態に
なると巻線n3からレギユレートされた電圧Ef（＝
Es）が加えれる。そしてEsをツエナー電圧より
大きな値に選んでおけば、定常状態ではQ2がオ
フになり、入力電圧Eiが大幅に変わつても制御回
路で消費される電力はほとんど変わらない利点が
ある。
誤差増幅器１０の反転入力端子（−）に抵抗R15
を介して与えるようにすれば、フライバツク電圧
の制限値Elが（R9／R8Es＋R9／R15Ef）となり、異常時 にはEfが零になるので、異常時の出力電圧を小さ
な値に制限できる。また第１、第２の誤差増幅器
５，１０、比較器６、発振器７および駆動回路８
よりなる制御回路の動作電圧として帰還電圧Efを
用いる場合には、第４図のようにダイオードD2
を設け帰還回路の異常時に起動回路１２から誤差
増幅器５，１０の入力へ電圧が加わらないように
すればよい。なお第４図においては、起動回路１
２としてトランジスタQ2と抵抗R16およびツエナ
ーダイオードZDからなるシリーズレギユレータ
が示されており、起動時（電源投入時）には制御
回路にZDのツエナー電圧VzとQ2のベース・エミ
ツタ間電圧の差で決る電圧が加わり、定常状態に
なると巻線n3からレギユレートされた電圧Ef（＝
Es）が加えれる。そしてEsをツエナー電圧より
大きな値に選んでおけば、定常状態ではQ2がオ
フになり、入力電圧Eiが大幅に変わつても制御回
路で消費される電力はほとんど変わらない利点が
ある。
なお、第１、第２の誤差増幅器の帰還は選択回
路１１の出力側から行つてもよい。
路１１の出力側から行つてもよい。
以上説明したように本発明においては、フライ
バツク電圧を監視し、異常時にその値を制限する
とともに、トランスの一次電流を監視しその値が
制限値を越えたときフライバツク電圧の制限値を
強制的にローレベルに切換えるようにしているの
で、簡単な構成で過電圧、過電流保護のできるス
イツチング・レギユレータが得られる。
バツク電圧を監視し、異常時にその値を制限する
とともに、トランスの一次電流を監視しその値が
制限値を越えたときフライバツク電圧の制限値を
強制的にローレベルに切換えるようにしているの
で、簡単な構成で過電圧、過電流保護のできるス
イツチング・レギユレータが得られる。
第１図は従来のスイツチング・レギユレータの
一例を示す接続図、第２図は本発明の一実施例を
示す接続図、第３図および第４図は本発明の別の
実施例を示す接続図である。 １……トランス、２……スイツチング素子、
３，４……整流平滑回路、５，１０……誤差増幅
器、６……比較器、７……発振器、８……駆動回
路、９……スナバ回路、１１……選択回路、１２
……起動回路。
一例を示す接続図、第２図は本発明の一実施例を
示す接続図、第３図および第４図は本発明の別の
実施例を示す接続図である。 １……トランス、２……スイツチング素子、
３，４……整流平滑回路、５，１０……誤差増幅
器、６……比較器、７……発振器、８……駆動回
路、９……スナバ回路、１１……選択回路、１２
……起動回路。
Claims (1)
- １ トランスを有するスイツチング・レギユレー
タにおいて、出力電圧に対応する帰還電圧と基準
電圧との偏差に関連する出力を生ずる第１の誤差
増幅器と、トランスの一次巻線に発生するフライ
パツク電圧の平均値と制限値との偏差に関連する
出力を生ずる第２の誤差増幅器と、第１の誤差増
幅器出力と第２の誤差増幅器出力のいずれか一方
を選択する手段と、選択された出力と比較電圧と
を比較し、その結果に基づいてスイツチング素子
のオンオフを制御する手段とを具え、フライバツ
ク電圧の平均値が制限値を越えたとき選択手段が
第２の誤差増幅器出力を選択して出力側を過電圧
から保護するとともに、トランスの一次電流が制
限値を超えたとき前記フライバツク電圧の制限値
をローレベルに切換えて、第２の誤差増幅器を強
制的に選択して過電流保護を行うことを特徴とす
るスイツチング・レギユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9103680A JPS5717037A (en) | 1980-07-03 | 1980-07-03 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9103680A JPS5717037A (en) | 1980-07-03 | 1980-07-03 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5717037A JPS5717037A (en) | 1982-01-28 |
| JPS631028B2 true JPS631028B2 (ja) | 1988-01-11 |
Family
ID=14015268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9103680A Granted JPS5717037A (en) | 1980-07-03 | 1980-07-03 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5717037A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3057125B2 (ja) * | 1992-10-02 | 2000-06-26 | 日石三菱株式会社 | 高粘度指数低粘度潤滑油基油の製造方法 |
| JP3065816B2 (ja) * | 1992-10-02 | 2000-07-17 | 日石三菱株式会社 | 高粘度指数低粘度潤滑油基油の製造法 |
| EP0991170B1 (en) * | 1998-09-28 | 2003-11-26 | STMicroelectronics S.r.l. | Integrated protection from the effects of a short circuit of the output of a flyback converter |
| EP2480049A3 (en) * | 2011-01-20 | 2013-07-03 | OSRAM GmbH | Power supply device for light sources |
-
1980
- 1980-07-03 JP JP9103680A patent/JPS5717037A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5717037A (en) | 1982-01-28 |
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