JPS631029B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は直列共振型DC−DCコンバータの出力
電圧を安定化するようにした定電圧電源装置に関
するものである。 DC−DCコンバータは周知の如く、入力直流電
圧をその入力電圧値と異なつた出力の電圧値に変
換するもので、従来ではスイツチング素子のオ
ン・オフ動作の時比率を制御して所望の変換を行
なう時比率制御方式のDC−DCコンバータが一般
的である。上記時比率制御方式DC−DCコンバー
タ（例えば、チヨツパ方式とかフライバツク方式
など）の欠点は、変換動作における電圧と電流の
急峻な変化のために不要輻射が大きいことと、ス
イツチング素子のオン・オフ動作時のスイツチン
グ損失が大きいことである。上記時比率制御方式
の欠点を大幅に改善できるものとして、コンデン
サとコイルとの直列共振を利用した直列共振型の
DC−DCコンバータが提案されている。直列共振
型DC−DCコンバータは変換動作における電流が
正弦波波形となるため、不要輻射が少なく、スイ
ツチング素子のスイツチング損失も極めて小さく
なるという特長を有する。しかしながら、従来か
ら提案されている直列共振型DC−DCコンバータ
は、その出力直流電圧を一定に制御する手段に問
題が残されている。直列共振型DC−DCコンバー
タの制御方式として、スイツチング素子のオン・
オフ動作の繰返し周波数を制御する方法とか、共
振回路の余分なエネルギーを入力直流電源に回生
する方法などが提案されているが、上記の直列共
振型方式の特長を損なうことなく制御範囲の広い
制御方法が提案されているとはいい難い。 本発明の定電圧電源装置は直列共振型DC−DC
コンバータの制御構成としては上記の後者の構成
に該当するが、次に説明するように比較的簡単な
構成で従来の問題点を解決するようにしたもので
ある。 第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
で、共振回路の余分なエネルギーを入力直流電源
に回生する方法で出力直流電圧を安定化するよう
にしたもので、その基本的な回路構成図を示して
いる。第２図ａ，ｂ，ｃは第１図の動作を説明す
るための等価回路図と、その動作波形図である。
第１図において、直列接続された２つの入力直流
電源１と２の両端子間にオン・オフ動作を行なう
スイツチング素子３と４を直列に接続し、上記ス
イツチング素子と並列に該スイツチング素子の導
通方向と反対方向に導通するようにダイオード５
と６とをそれぞれ接続し、上記入力直流電源の中
点と上記スイツチング素子の中点間に共振用コン
デンサ７、共振用コイル８、変換トランス９の１
次巻線１０とが直列に接続されている。上記変換
トランス９の２次巻線１１には整流回路１２と平
滑用コンデンサ１３とが接続され、その出力端子
に電気的負荷１４（例えば抵抗器など）が接続さ
れている。 以上のように構成された従来の直列共振型DC
−DCコンバータの動作について第２図の等価回
路図ａ，ｂと、その動作波形図ｃを参照して説明
する。 第１図において、スイツチング素子３がオン状
態の時には上記入力直流電源１、スイツチング素
子３、上記変換トランス９、上記共振用コイル８
と上記共振用コンデンサ７とで構成される共振回
路が形成され、上記スイツチング素子４がオン状
態の時には上記入力直流電源２から上述と同様の
共振回路が形成される。また、上記スイツチング
素子３と４とが共にオフの状態の時には上記ダイ
オード５または６の導通によつて上記入力直流電
源１または２に上記共振用コンデンサ７からエネ
ルギーを回生するための共振回路が形成される。
第２図ａは上記スイツチング素子３がオンからオ
フになつた場合の上記ダイオード５が導通して上
記入力直流電源１に回生共振電流が流れる期間
（t₂−t₁）〔第２図ｃに示す〕の等価回路図であ
る。第２図ｂは上記ダイオード５が導通している
時に上記スイツチング素子４をオンさせた場合の
上記入力直流電源２から共振電流が流れる期間
（t₃−t₂）〔第２図ｃに示す〕の等価回路図であ
る。第１図と同じものには同じ符号で示してお
り、V_p′の値を持つ直流電源で表示しているもの
は前記電気的負荷１４の出力直流電圧V_pを上記
変換トランス９で１次側に変換した場合の１次巻
線１０の端子間電圧V_p′として示したもので一定
としている。 第２図ａとｃにおいて、上記スイツチング素子
３がオンからオフになつた時に上記共振用コンデ
ンサ７の充電電圧値をV_c1とすると、等価回路図
より回生共振電流i₂（ｔ）は、 ただし、ｏ≦ｔ≦π×√₇×₈ α＝Ｒ／2L₈、

【式】 E_c：入力直流電源の電圧値 C₇：共振用コンデンサ７の容量値 L₈：共振用コイル８のインダクタンス値 Ｒ：等価損失抵抗値（図示せず） の式で表わされ、第２図ｃに１点鎖線で示す通り
である。(1)式で示される電流により、上記共振用
コンデンサ７の電圧値は時刻t₂でV_c2まで放電さ
れる。時刻t₂における上記共振用コイル８に流れ
ていた電流をI_aとすると、I_aは(1)式より求められ
る。時刻t₂において、上記スイツチング素子４を
オンさせると、先に説明したように、その時の動
作は第２図ｂで表わされ、第２図ｂとｃにおい
て、上記共振用コンデンサ７の初期電圧はV_c2、
上記共振用コイル８の初期電流はI_aである。入力
直流電源２から流れる共振電流i₁（ｔ）は i₁（ｔ）≒√_b ²＋_a ²×ε^-〓^t×sin（ω_pｔ＋Φ）…
(2) ただし、t₂≦ｔ≦t₃ Φ＝tan^-1（I_a／I_b） の式で求められ、第２図ｃに点線で示している。
時刻t₃は上記共振電流i₁（ｔ）が雰になつた時刻で
上記スイツチング素子４をオフにする。時刻t₃に
おける上記共振用コンデンサ７の充電電圧値は先
のV_c1と等しい大きさで−V_c1となる。第２図ｃ
における期間（t₄−t₃）はダイオード６の導通に
よつて入力直流電源２に回生電流が流れる期間
で、期間（t₅−t₄）はスイツチング素子３がオン
になつている期間で先に説明した動作と同様であ
る。上述の共振電流i₁（ｔ）とi₂（ｔ）とを上記変
換トランス９を介して上記整流回路１２と平滑用
コンデンサ１３によつて整流・平滑した電圧が先
の出力直流電圧V_pとなる。したがつて、上記ス
イツチング素子３と４とのオフ期間を制御回路で
もつて制御することにより、出力直流電圧を安定
化できる。 以上説明した従来の共振型DC−DCコンバータ
の問題点は、スイツチング素子のオン時の電流が
雰ではなく、前述のようにI_aとなるため、オン時
のスイツチング損失が発生することと、スイツチ
ング素子のオフ時間が小さくなると急激に出力電
力が大きくなることである。スイツチング素子の
オン時の電流I_aは入力直流電源の変動を考える
と、かなり大きな値となり、共振方式の特長が損
なわれる。 本発明は上記従来の問題点を解決したもので、
その一実施例を第３図に示している。この第３図
に示す回路構成図で第１図のものと同じものにつ
いては同じ符号で示しており、回生エネルギーを
制御することには変りはない。第４図ａ，ｂ，ｃ
は第３図に示す本発明の実施例の動作を説明する
ための等価回路図と、その動作波形図であり、第
５図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅは同実施例における制御
回路の動作を説明するための動作波形図である。 第３図において、直列接続された２つの入力直
流電源１と２の両端子間にスイツチング素子３、
共振用コイル１５、共振用コイル１６とスイツチ
ング素子４とを直列に接続し、第１図の接続と同
様に上記スイツチング素子３と４とに、それぞれ
ダイオード５と６とを並例接続し、上記入力直流
電源１，２の中点ｍと上記２つの共振用コイル１
５，１６の中点ｎとの間に共振用コンデンサ７と
変換トランス９の１次巻線１０とを直列に接続し
ている。上記変換トランス９の２次巻線１１から
の２次側回路の構成は第１図と全く同じである。
第３図と第５図において、電流検出巻線１７で上
記変換トランス９の１次巻線１０を流れる共振電
流を検出し、同期回路１８は上記電流検出巻線１
７の共振電流を整流して、その雰クロスを検出
し、鋸歯状波発振回路１９の発振周波数を共振電
流に同期させる。第５図のＡは上記同期回路１８
によつて整流された共振電流波形で、Ｂのａは同
期回路１８の出力信号によつて同期した上記鋸歯
状波発振回路１９の発振波形である。２０は前記
電気的負荷１４の両端に現われる出力直流電圧が
入力端子の一方に供給され、他方の入力端子に予
め定められた基準電圧E_sが与えられ、それらの差
電圧を増幅する誤差増幅回路で、その出力信号
〔第５図Ｂにｂで示す〕は上記鋸歯状波発振回路
１９の出力信号と比較するために比較回路２１に
供給される。上記比較回路２１は鋸歯状波発振回
路１９の出力信号と誤差増幅回路２０の出力信号
とを第５図のＢに示すように比較し、出力端子に
第５図のＣに示す信号を出力し、次段のふり分け
回路２２に供給する。上記ふり分け回路２２はフ
リツプ・フロツプ回路とアンド回路などから構成
される一般によく知られている回路で、第５図Ｃ
の信号を、２個のスイツチング素子３，４を駆動
する信号を作るために、第５図のＤとＥに示すよ
うにふり分ける。ふり分け回路２２の一方の出力
端子の信号〔第５図のＤ〕は上記スイツチング素
子３を駆動し、もう一方の出力端子の信号〔第５
図のＥ〕は上記スイツチング素子４を駆動する。 以上の回路構成において、スイツチング素子３
がオン状態の時には入力直流電源１と、スイツチ
ング素子３と、上記共振用コイル１５、上記変換
トランス９の１次側インダクタンスおよび共振用
コンデンサ７とで構成される共振回路が形成され
ると共に、共振用コンデンサ７、入力直流電源
２、ダイオード６、共振用コイル１６と変換トラ
ンス９の１次側インダクタンスとで形成される共
振回路も存在する。また、上記スイツチング素子
４がオンの状態の時には上記入力直流電源２から
共振用コンデンサ７と共振用コイル１６を共振素
子とした上述と同様の共振回路が形成されると共
に、上記ダイオード５の導通によつて共振用コン
デンサ７と共振用コイル１５を共振素子とした共
振回路も存在する。スイツチング素子３と４とが
共にオフの状態の時にはダイオード５または６の
導通により、上記入力直流電源１または２に上記
共振用コンデンサ７からエネルギーを回生するた
めの共振回路がそれぞれ単独に構成される。第４
図ａはスイツチング素子３がオンからオフになつ
た場合のダイオード５が導通して入力直流電源１
に回生共振電流が流れる期間（t₂−t₁）〔第４図
ｃに示す〕の等価回路図で、第４図ｂはダイオー
ド５が導通している時にスイツチング素子４をオ
ンさせた場合の上述のように２つの共振回路が共
存した等価回路図である。第３図と同じものには
同じ符号を示しており、V_p′の値を持つ直流電源
については先に説明したものと同じである。 第４図のａとｃにおいて、第４図ａは先の第２
図ａの動作と全く同じであり、上記スイツチング
素子３がオンからオフになつた時に上記共振用コ
ンデンサ７の充電電圧値をV_c1とすると、回生共
振電流i₂（ｔ）は先の(1)式で表わされ、第４図ｃ
に一点鎖線で示す通りである。ここで、(1)式にお
いて、L₈はL₁₅となる。L₁₅は共振用コイル１５の
インダクタンスである。時刻t₂における共振用コ
ンデンサ７の電圧値は前述の回生共振電流i₂（ｔ）
によつてV_c2まで放電され、共振用コイル１５に
流れていた電流をI_aとする。時刻t₂において上記
スイツチング素子４をオンさせると、先に説明し
たように、その時の動作は第４図ｂで表わされ、
上述の回生共振電流i₂（ｔ）は連続して流れる。
第４図ｂとｃにおいて、上記共振用コンデンサの
初期電圧はV₂、上記共振用コイル１５の初期電
流はI_aで共振用コイル１６の初期電流は雰であ
る。第４図ｃに示すように上記入力直流電源２か
ら流れる共振電流i₁（ｔ）は初期電流を雰とし、
上記共振用コイル１５のエネルギーがすべて上記
入力直流電源１に回生される期間（t₂′−t₂）は共
振電流i₁（ｔ）とi₂（ｔ）が共存し、その時の共振
周波数は単独の共振周波数の約1.4倍となる。時
刻t₂′からはi₂（ｔ）＝０となつてi₁（ｔ）のみの共振
電流となる。第４図ｃに点線で共振電流i₁（ｔ）
の動作波形を示している。時刻t₃は共振電流i₁
（ｔ）が雰になつた時刻でスイツチング素子４を
オフにし、時刻t₃における共振用コンデンサ７の
充電電圧値は先のV_c1と等しい大きさで−V_c1と
なる。第４図ｃの期間（t₄−t₃）はダイオード６
の導通によつて入力直流電源２に回生電流が流れ
る期間で、期間（t₅−t₄）は上記スイツチング素
子３がオンになつている期間で、そのうち期間
（t₄′−t₄）は２つの共振電流が存在する期間で先
に説明した動作と同様である。上記スイツチング
素子３と４との駆動は第３図に示した制御回路に
よつて行なわれ、上述した動作が前記の電気的負
荷１４の出力直流電圧V_pが一定になるように制
御される。 なお、上述の共振電流i₁（ｔ）とi₂（ｔ）とを上
記変換トランス９を介して前記整流回路１２と平
滑用コンデンサ１３によつて整流・平滑した電圧
が上記出力直流電圧V_pとなる。ここで制御回路
の動作を第３図と第５図とで説明する。上記出力
直流電圧V_pが大きくなろうとすると、前記誤差
増幅回路２０の入力の差電圧が大きくなつて誤差
増幅回路２０の出力信号レベルは第５図Ｂのｂよ
りも大きくなり、その結果、前記比較回路２１
と、ふり分け回路２２を介して駆動されるスイツ
チング素子３と４とのオフ期間が長くなつて回生
エネルギーが多くなり、共振電流i₁（ｔ）が小さ
くなつて出力直流電圧の上昇を制限する。ここ
で、前記鋸歯状波発振回路１９の発振回路１９の
発振波形〔第５図Ｂのａ〕において、その下位レ
ベルは一定値に固定されており、上位レベルは上
記誤差増幅回路２０の出力レベルによつて変動す
る。 出力直流電圧V_pが小さくなろうとすると、上
述の動作とは逆に上記誤差増幅回路２０の出力レ
ベルは第５図Ｂのｂよりも低下し、その結果、ス
イツチング素子３と４とのオフ期間が短くなつて
回生エネルギーが少なくなり、共振電流i₁（ｔ）
が大きくなつて出力直流電圧の低下を制限する。 以上のように第３図に例示した本発明の定電圧
電源装置は、スイツチング素子のオンまたはオフ
時には電流が雰となり、スイツチング損失が極め
て少なくなると共に、スイツチング素子のオフ時
間が短くなつて入力直流電源からの共振電流が大
きくなつても入力直流電源への回生共振電流も同
時に流れるため急激に出力電力が大きくなること
はない。 また、第６図のａとｂに示すように、スイツチ
ング素子がオンしている時の共振用コイルのイン
ダクタンスとダイオードが導通している時の共振
用コイルのインダクタンスを変えることによつて
制御特性を変えることも可能である。第６図ａは
ダイオード５をスイツチング素子３と共振用コイ
ル１５の一部分にわたつて並列接続したもので、
スイツチング素子３がオンしている時の共振用コ
イル１５のインダクタンスがダイオード５が導通
している時の共振用コイル１５のインダクタンス
よりも大きい場合である。第６図ｂはスイツチン
グ素子３をダイオード５と共振用コイル１５の一
部分にわたつて並列接続したもので、スイツチン
グ素子３がオンしている時の共振用コイル１５の
インダクタンスがダイオード５が導通している時
の共振用コイル１５のインダクタンスよりも小さ
くなる場合である。なお、前記スイツチング素子
４、ダイオード６と共振用コイル１６の接続は示
していないが第６図に例示したものと同じにでき
ることは明らかであり、その他の回路構成は第３
図と同じである。なお、本発明の実施例では、ス
イツチング素子を２個使用した、いわゆるハーフ
ブリツジ型直列共振インバータを用いたDC−DC
コンバータについて説明したが、スイツチング素
子を４個使用するフルブリツジ型直列共振インバ
ータを用いたDC−DCコンバータにおいても本発
明が適用できることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本的回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃは第１図
の動作を説明するための等価回路図とその動作波
形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路構成
図、第４図ａ，ｂ，ｃおよび第５図Ａ，Ｂ，Ｃ，
Ｄ，Ｅは第３図の動作を説明するための等価回路
図とその動作波形図、第６図ａ，ｂは本発明の他
の実施例を示す要部回路接続図である。 １，２…入力直流電源、３，４…スイツチング
素子、５，６…ダイオード、７…共振用コンデン
サ、９…変換トランス、１２…整流回路、１３…
平滑用コンデンサ、１４…電気的負荷、１５，１
６…共振用コイル、１７…電流検出巻線、１８…
同期回路、１９…鋸歯状波発振回路、２０…誤差
増幅回路、２１…比較回路、２２…ふり分け回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも入力直流電源、共振用コンデンサ
   を含む共振回路、変換トランスおよびオン・オフ
   動作を行なう複数個のスイツチング素子を有して
   なるハーフブリツジ型またはフルブリツジ型の直
   列共振インバータの前記スイツチング素子と並列
   に該スイツチング素子の導通方向と反対方向に導
   通するようにダイオードをそれぞれ接続し、前記
   変換トランスの２次巻線に整流・平滑回路を接続
   し、その出力端子に電気的負荷を接続して直流電
   圧を供給するように構成された直列共振型DC−
   DCコンバータにおいて、前記スイツチング素子
   のそれぞれに直列に共振用コイルを接続して前記
   共振用コンデンサとで共振回路を構成し、かつ、
   予め定められた基準電圧と前記電気的負荷の直流
   電圧とを比較・増幅する回路の出力信号と、共振
   電流波形と同期して発振する鋸歯状波発振回路の
   発振出力とを比較回路で比較し、その比較回路の
   出力端子から得られる信号で前記スイツチング素
   子のそれぞれを駆動し、前記電気的負荷の直流電
   圧を安定化するように構成したことを特徴とする
   定電圧電源装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、前記
   ダイオードは前記スイツチング素子と前記共振用
   コイルの一部分にわたつて並列接続されているこ
   とを特徴とする定電圧電源装置。 ３ 特許請求の範囲第１項の記載において、前記
   スイツチング素子は前記ダイオードと前記共振用
   コイルの一部分にわたつて並列接続されているこ
   とを特徴とする定電圧電源装置。