JPH0753027B2 - 定電流発生器のためのスタ−ト制御回路 - Google Patents
定電流発生器のためのスタ−ト制御回路Info
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- JPH0753027B2 JPH0753027B2 JP61270899A JP27089986A JPH0753027B2 JP H0753027 B2 JPH0753027 B2 JP H0753027B2 JP 61270899 A JP61270899 A JP 61270899A JP 27089986 A JP27089986 A JP 27089986A JP H0753027 B2 JPH0753027 B2 JP H0753027B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- H02M7/53803—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/468—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
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- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，例えば，定電流コンバータのような定電流発
生器を起動（スタート）するためのスタート制御回路に
関する。
生器を起動（スタート）するためのスタート制御回路に
関する。
定電流発生器は，例えば，ビリー・ハロルド・ハミルト
ン（Billy Harold Hamilton）等に発行された米国特許
第3,818,307号に開示されている。それによれば，定電
流発生器は，出力一定電流を，該定電流発生器に接続さ
れた負荷に供給すべく，制御回路によって制御される。
即ち，定電流発生器は，スタート制御回路によってスタ
ートされた後に，定電流を発生している定常状態に前記
制御回路によって維持される。この目的のために，前記
制御回路は，パルス幅変調器（Pulse Width Modulato
r）を含んでいる。しかしながら，上記米国特許は，パ
ルス幅変調器が定常状態において動作しているが，定電
流発生器のためのスタート制御回路には無関係である。
ン（Billy Harold Hamilton）等に発行された米国特許
第3,818,307号に開示されている。それによれば，定電
流発生器は，出力一定電流を，該定電流発生器に接続さ
れた負荷に供給すべく，制御回路によって制御される。
即ち，定電流発生器は，スタート制御回路によってスタ
ートされた後に，定電流を発生している定常状態に前記
制御回路によって維持される。この目的のために，前記
制御回路は，パルス幅変調器（Pulse Width Modulato
r）を含んでいる。しかしながら，上記米国特許は，パ
ルス幅変調器が定常状態において動作しているが，定電
流発生器のためのスタート制御回路には無関係である。
他方，特開昭58−66577号公報には，上述のごときスタ
ート制御回路が開示されている。このスタート制御回路
は，定電流発生器にスタート信号を供給するためのもの
である。
ート制御回路が開示されている。このスタート制御回路
は，定電流発生器にスタート信号を供給するためのもの
である。
図面を参照して後述するように，上記公開公報に開示さ
れたこのスタート制御回路は，零から一定電流まで徐々
に立上る出力電流を，定電流発生器に発生させることが
できる。一般にそのような徐々なる立上りはソフトスタ
ートと呼ばれる。このように，定電流発生器が使用され
たとき，出力電流が零から立上るので，出力電流を負荷
にサージなく供給することができる。
れたこのスタート制御回路は，零から一定電流まで徐々
に立上る出力電流を，定電流発生器に発生させることが
できる。一般にそのような徐々なる立上りはソフトスタ
ートと呼ばれる。このように，定電流発生器が使用され
たとき，出力電流が零から立上るので，出力電流を負荷
にサージなく供給することができる。
ここで，そのような定電流発生器は，異なる負荷をもち
それ故異なるレベルの一定電流を必要とする種々の通信
システムに適用される。この際には，上記公開公報に開
示されたスタート制御回路は種々の通信システムに適合
されるように変更されなければならない。従って，その
ような異なる要求に応じるためには，種々の種類のスタ
ート制御回路を用意しなければならない。
それ故異なるレベルの一定電流を必要とする種々の通信
システムに適用される。この際には，上記公開公報に開
示されたスタート制御回路は種々の通信システムに適合
されるように変更されなければならない。従って，その
ような異なる要求に応じるためには，種々の種類のスタ
ート制御回路を用意しなければならない。
従って，本発明の目的は，多種の負荷に適合させること
が可能な，定電流発生器のためのスタート制御回路を提
供することにある。
が可能な，定電流発生器のためのスタート制御回路を提
供することにある。
本発明の他の目的は，本発明についての説明が進むにつ
れ明らかになろう。
れ明らかになろう。
本発明が適用され得るスタート制御回路は，定電流発生
器にスタート信号を与えることにより，該定電流発生器
にその出力電流を負荷に供給させ，前記出力電流が負荷
を通ることによる負荷電流を一定電流に到達させるもの
である。このスタート制御回路は，前記負荷電流を検出
し，該負荷電流に対応した検出電圧を出力する検出手段
と，零から一正電圧値まで変化する制御電圧を，該制御
電圧の上昇に応じてパルス繰返し周期が減少する第１の
パルス列に変換する変換手段と，前記制御電圧を受け，
前記第１のパルス列を，前記制御電圧の前記上昇に応じ
てパルス幅が増大する第２のパルス列に処理し出力する
処理手段と，該第２のパルス列を前記定電流発生器に前
記スタート信号として供給する手段とを含んでいる。本
発明によれば，前記スタート制御回路は，零から所定の
基準電圧まで徐々に立上る直流基準電圧を発生する基準
電圧発生手段と，前記検出電圧と前記直流基準電圧とを
受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差を増幅し，
増幅された電圧を出力する誤差増幅手段と，前記増幅さ
れた電圧を前記変換回路及び前記処理回路に前記制御電
圧として出力する手段とを含んでいる。
器にスタート信号を与えることにより，該定電流発生器
にその出力電流を負荷に供給させ，前記出力電流が負荷
を通ることによる負荷電流を一定電流に到達させるもの
である。このスタート制御回路は，前記負荷電流を検出
し，該負荷電流に対応した検出電圧を出力する検出手段
と，零から一正電圧値まで変化する制御電圧を，該制御
電圧の上昇に応じてパルス繰返し周期が減少する第１の
パルス列に変換する変換手段と，前記制御電圧を受け，
前記第１のパルス列を，前記制御電圧の前記上昇に応じ
てパルス幅が増大する第２のパルス列に処理し出力する
処理手段と，該第２のパルス列を前記定電流発生器に前
記スタート信号として供給する手段とを含んでいる。本
発明によれば，前記スタート制御回路は，零から所定の
基準電圧まで徐々に立上る直流基準電圧を発生する基準
電圧発生手段と，前記検出電圧と前記直流基準電圧とを
受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差を増幅し，
増幅された電圧を出力する誤差増幅手段と，前記増幅さ
れた電圧を前記変換回路及び前記処理回路に前記制御電
圧として出力する手段とを含んでいる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
まず，本発明のよりよき理解のために，第４図を参照し
て，従来のスタート制御回路21について説明する。この
スタート制御回路21は，上記公開公報に開示されたスタ
ート制御回路と実質的に同じものである。スタート制御
回路21は，定電流発生器22に出力信号I0を負荷23に対し
て供給させるべく，スタート信号を定電流発生器22に送
出するためのものである。
て，従来のスタート制御回路21について説明する。この
スタート制御回路21は，上記公開公報に開示されたスタ
ート制御回路と実質的に同じものである。スタート制御
回路21は，定電流発生器22に出力信号I0を負荷23に対し
て供給させるべく，スタート信号を定電流発生器22に送
出するためのものである。
定電流発生器22は，いわゆるプッシュプル形の直列共振
コンバータであり，一次巻線25と二次巻線26とをもつイ
ンバータトランス24を含んでいる。一次巻線25は，その
中点のセンタータップと，該センタータップに関して分
けられた第１及び第２の部分一次巻線とを有している。
直流電圧源27はその正極を前記センタータップに接続さ
れている。第１のスイッチングトランジスタ28は，コレ
クタを一次巻線25の一端に接続され，エミッタを直流電
圧源27の負極を接続されている。ダイオード29は，第１
のスイッチングトランジスタ28のコレクタ及びエミッタ
間に接続され，トランジスタ29及び30を通って流れる電
流を整流（転流）するためのものである。同様に，第２
のスイッチングトランジスタ30及びダイオード31は一次
巻線25の他端と直流電圧源27の負極との間に接続されて
いる。
コンバータであり，一次巻線25と二次巻線26とをもつイ
ンバータトランス24を含んでいる。一次巻線25は，その
中点のセンタータップと，該センタータップに関して分
けられた第１及び第２の部分一次巻線とを有している。
直流電圧源27はその正極を前記センタータップに接続さ
れている。第１のスイッチングトランジスタ28は，コレ
クタを一次巻線25の一端に接続され，エミッタを直流電
圧源27の負極を接続されている。ダイオード29は，第１
のスイッチングトランジスタ28のコレクタ及びエミッタ
間に接続され，トランジスタ29及び30を通って流れる電
流を整流（転流）するためのものである。同様に，第２
のスイッチングトランジスタ30及びダイオード31は一次
巻線25の他端と直流電圧源27の負極との間に接続されて
いる。
後述するように，第１及び第２の部分スタート信号は，
第１及び第２のスイッチングトランジスタ28及び30のベ
ースに，それぞれ供給される。第１及び第２のスイッチ
ングトランジスタ28及び30は，第１及び第２の部分スタ
ート信号を受けると，交互にオン−オフする。即ち，ス
イッチングトランジスタ28及び30は，プッシュ・プル動
作を行ない，インバータトランス24を介して交流電圧V1
を発生する。第１及び第２のスイッチングトランジスタ
28及び30,インバータトランス24,直流電圧源27,及びダ
イオード29及び31を含む部分は，直流電圧源27の直流電
圧を交流電圧V1に交換するインバータとして作用する。
第１及び第２のスイッチングトランジスタ28及び30のベ
ースに，それぞれ供給される。第１及び第２のスイッチ
ングトランジスタ28及び30は，第１及び第２の部分スタ
ート信号を受けると，交互にオン−オフする。即ち，ス
イッチングトランジスタ28及び30は，プッシュ・プル動
作を行ない，インバータトランス24を介して交流電圧V1
を発生する。第１及び第２のスイッチングトランジスタ
28及び30,インバータトランス24,直流電圧源27,及びダ
イオード29及び31を含む部分は，直流電圧源27の直流電
圧を交流電圧V1に交換するインバータとして作用する。
直列共振回路33は，インダクタＬと，それに直列に接続
されたキャパシタＣとを含んでいる。直列共振回路33
は，その一端を二次巻線26の一端に接続されている。全
波整流回路34は，直列共振回路33の他端と二次巻線26の
他端との間に接続され，直列共振回路33の出力信号の全
波整流を行ない，整流された信号を出力する。平滑回路
35は，前記整流された信号を，平滑された直流信号に平
滑し，平滑された直流信号は，前述した出力電流I0とし
て負荷23に供給される。出力電流I0は負荷電流として負
荷23を流れる。
されたキャパシタＣとを含んでいる。直列共振回路33
は，その一端を二次巻線26の一端に接続されている。全
波整流回路34は，直列共振回路33の他端と二次巻線26の
他端との間に接続され，直列共振回路33の出力信号の全
波整流を行ない，整流された信号を出力する。平滑回路
35は，前記整流された信号を，平滑された直流信号に平
滑し，平滑された直流信号は，前述した出力電流I0とし
て負荷23に供給される。出力電流I0は負荷電流として負
荷23を流れる。
スタート制御回路21は，上記負荷電流を検出し，該負荷
電流に対応した検出電圧を出力する電流検出器36を含ん
でいる。基準電圧源38は一定の直流基準電圧を発生す
る。誤差増幅器39は，前記検出電圧と前記一定の直流基
準電圧とを受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差
を増幅し，増幅された電圧を出力する。
電流に対応した検出電圧を出力する電流検出器36を含ん
でいる。基準電圧源38は一定の直流基準電圧を発生す
る。誤差増幅器39は，前記検出電圧と前記一定の直流基
準電圧とを受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差
を増幅し，増幅された電圧を出力する。
ステップ電圧発生回路41は，零から予め決められた電圧
までステップ状に変化するステップ電圧を発生する。積
分器43は，該ステップ電圧を受け，それを積分し，零か
ら一正電圧値まで徐々に立上る積分電圧を出力する。こ
の積分電圧を，場合によっては制御電圧と称する。
までステップ状に変化するステップ電圧を発生する。積
分器43は，該ステップ電圧を受け，それを積分し，零か
ら一正電圧値まで徐々に立上る積分電圧を出力する。こ
の積分電圧を，場合によっては制御電圧と称する。
電圧・周波数変換器45は，誤差増幅器39に直接に接続さ
れると共に，ダイオード46を介して積分器43に接続され
ている。電圧・周波数変換器45は，前記増幅された電圧
と前記制御電圧との相互関係によって決まる変換器入力
信号を供給される。即ち，前記制御電圧が前記増幅され
た電圧以下の時，変換器入力信号は，前記制御電圧で決
まる。それ以外の時は，変換器入力電圧は，前記増幅さ
れた電圧で決まる。電圧・周波数変換器45は，前記制御
電圧及び前記増幅された電圧の各々を，該制御電圧及び
該増幅された電圧の各々の上昇に応じてパルス繰返し周
期が減少する第１のパルス列に変換する変換回路として
動作する。即ち，前記第１のパルス列のパルス繰返し周
波数は，前記変換器入力電圧の上昇に応じて増大する。
れると共に，ダイオード46を介して積分器43に接続され
ている。電圧・周波数変換器45は，前記増幅された電圧
と前記制御電圧との相互関係によって決まる変換器入力
信号を供給される。即ち，前記制御電圧が前記増幅され
た電圧以下の時，変換器入力信号は，前記制御電圧で決
まる。それ以外の時は，変換器入力電圧は，前記増幅さ
れた電圧で決まる。電圧・周波数変換器45は，前記制御
電圧及び前記増幅された電圧の各々を，該制御電圧及び
該増幅された電圧の各々の上昇に応じてパルス繰返し周
期が減少する第１のパルス列に変換する変換回路として
動作する。即ち，前記第１のパルス列のパルス繰返し周
波数は，前記変換器入力電圧の上昇に応じて増大する。
第１の分周器47は分周比２のものである。第１の分周器
47は，前記第１のパルス列を受けると，該第１のパルス
列のパルス繰返し周波数を分周し，第１の分周パルス列
と，該第１の分周されたパルス列に対して逆位相（位相
差が180°）の第２の分周パルス列とを出力する。これ
ら第１及び第２の分周パルス列の各々は，前記第１のパ
ルス列のパルス繰返し周期の２倍のパルス繰返し周期を
有している。
47は，前記第１のパルス列を受けると，該第１のパルス
列のパルス繰返し周波数を分周し，第１の分周パルス列
と，該第１の分周されたパルス列に対して逆位相（位相
差が180°）の第２の分周パルス列とを出力する。これ
ら第１及び第２の分周パルス列の各々は，前記第１のパ
ルス列のパルス繰返し周期の２倍のパルス繰返し周期を
有している。
積分電圧，即ち，制御電圧は，別のダイオード49を介し
て，パルス幅変調器（Pulse Width Modulator）48にも
供給される。パルス幅変調器48は，前記第１のパルス列
と，ダイオード49を介して与えられた前記制御電圧とに
応動し，該制御電圧の上昇に応じてパルス幅が減少する
変調パルス列を出力する。該変調パルス列の立上り部分
は，前記第１のパルス列の立下り部分に同期している。
て，パルス幅変調器（Pulse Width Modulator）48にも
供給される。パルス幅変調器48は，前記第１のパルス列
と，ダイオード49を介して与えられた前記制御電圧とに
応動し，該制御電圧の上昇に応じてパルス幅が減少する
変調パルス列を出力する。該変調パルス列の立上り部分
は，前記第１のパルス列の立下り部分に同期している。
第２の分周器50も分周比２のものである。第２の分周器
50は，前記変調パルス列を受け，第１の分周器47と同様
に第３及び第４の分周パルス列を出力する。第３の分周
パルス列は，第４の分周パルス列に対して逆位相であ
る。即ち，第３及び第４の分周パルス列との位相差は,1
80°である。
50は，前記変調パルス列を受け，第１の分周器47と同様
に第３及び第４の分周パルス列を出力する。第３の分周
パルス列は，第４の分周パルス列に対して逆位相であ
る。即ち，第３及び第４の分周パルス列との位相差は,1
80°である。
第１及び第２の分周器47及び50とパルス幅変調器48の動
作については，後に詳しく述べる。
作については，後に詳しく述べる。
第１のAND回路51は，前記第１及び第３の分周パルス列
を受け，第１のANDパルス列を出力する。同様に，第２
のAND回路52は，前述した第２及び第４の分周パルス列
に応動して第２のANDパルス列を出力する。
を受け，第１のANDパルス列を出力する。同様に，第２
のAND回路52は，前述した第２及び第４の分周パルス列
に応動して第２のANDパルス列を出力する。
第１及び第２のANDパルス列は，それぞれ，第１及び第
２の信号供給ライン53及び54を介して，第１及び第２の
スイッチングトランジスタ28及び30に前述の第１及び第
２の部分スタート信号として送られる。
２の信号供給ライン53及び54を介して，第１及び第２の
スイッチングトランジスタ28及び30に前述の第１及び第
２の部分スタート信号として送られる。
第５図を第４図と併せ参照して，スタート制御回路21の
動作について説明する。ステップ電圧発生回路41によっ
てステップ電圧が発生されると，積分器43は，前記積分
電圧，即ち，前記制御電圧を出力する。上述の如く，該
制御電圧は零から一正電圧値まで徐々に立上る。該制御
電圧は，上述したように，電圧・周波数変換器45及びパ
ルス幅変調器48に，それぞれダイオード46及び49を介し
て加えられる。
動作について説明する。ステップ電圧発生回路41によっ
てステップ電圧が発生されると，積分器43は，前記積分
電圧，即ち，前記制御電圧を出力する。上述の如く，該
制御電圧は零から一正電圧値まで徐々に立上る。該制御
電圧は，上述したように，電圧・周波数変換器45及びパ
ルス幅変調器48に，それぞれダイオード46及び49を介し
て加えられる。
初期状態を除いた通常状態（即ち，定常状態）におい
て，前記電流検出器36の前記検出電圧が基準電圧源38の
一定直流基準電圧より高くなると，誤差増幅器39の出力
である増幅された電圧は減少する。前記検出電圧が前記
一定直流基準電圧より低くなると，前記増幅された電圧
は増加する。
て，前記電流検出器36の前記検出電圧が基準電圧源38の
一定直流基準電圧より高くなると，誤差増幅器39の出力
である増幅された電圧は減少する。前記検出電圧が前記
一定直流基準電圧より低くなると，前記増幅された電圧
は増加する。
ここで，定電流発生器22がスタート制御回路21によって
スタートされた前記初期状態について考える。この際，
前記負荷電流は前記一定電流より小であり，それ故，前
記検出電圧は前記一定直流基準電圧より低い。この結
果，定電流発生器22がスタートされた直後には，前記増
幅された電圧は必然的に前記制御電圧より高くなる。従
って，前記増幅された電圧よりもむしろ，制御電圧がダ
イオード46を介して電圧・周波数変調器45に与えられ
る。この際，もう一つのダイオード49もダイオード46と
同様に動作し，パルス幅変調器48に前記制御電圧を与え
る。
スタートされた前記初期状態について考える。この際，
前記負荷電流は前記一定電流より小であり，それ故，前
記検出電圧は前記一定直流基準電圧より低い。この結
果，定電流発生器22がスタートされた直後には，前記増
幅された電圧は必然的に前記制御電圧より高くなる。従
って，前記増幅された電圧よりもむしろ，制御電圧がダ
イオード46を介して電圧・周波数変調器45に与えられ
る。この際，もう一つのダイオード49もダイオード46と
同様に動作し，パルス幅変調器48に前記制御電圧を与え
る。
電圧・周波数変換器45は，前記制御電圧を，第５図ａに
示されているような第１のパルス列に変換する。該第１
のパルス列のパルス繰返し周期TSは，該制御電圧の上昇
に応じて減少する。
示されているような第１のパルス列に変換する。該第１
のパルス列のパルス繰返し周期TSは，該制御電圧の上昇
に応じて減少する。
分周比２の分周器47は，第１のパルス列ａを受けると，
第１及び第２の分周パルス列を第１及び第２のAND回路5
1及び52にそれぞれ送出する。第５図において，第１及
び第２の分周パルス列は,b及びｃで示されているよう
に，互に逆相となっている。
第１及び第２の分周パルス列を第１及び第２のAND回路5
1及び52にそれぞれ送出する。第５図において，第１及
び第２の分周パルス列は,b及びｃで示されているよう
に，互に逆相となっている。
第１のパルス列ａ及び前記制御電圧に応動して，パルス
幅変調回路48は第５図ｄに示されているような変調パル
ス列を出力する。該変調パルス列ｄの立上りは第１のパ
ルス列ａの立下りに同期している。変調パルス列ｄのパ
ルス幅τは前記制御電圧の上昇に応じて増大する。該パ
ルス幅τは第１のパルス列ａのパルス繰返し周期TSより
も短い。
幅変調回路48は第５図ｄに示されているような変調パル
ス列を出力する。該変調パルス列ｄの立上りは第１のパ
ルス列ａの立下りに同期している。変調パルス列ｄのパ
ルス幅τは前記制御電圧の上昇に応じて増大する。該パ
ルス幅τは第１のパルス列ａのパルス繰返し周期TSより
も短い。
分周比２の第２の分周器50は，変調パルス列ｄを受け，
第５図にｅ及びｆで示された第３及び第４の分周パルス
列を第１及び第２のAND回路51及び52にそれぞれ送出す
る。第５図から明らかなように，第３及び第４の分周パ
ルス列ｅ及びｆ間の位相差は180°である。
第５図にｅ及びｆで示された第３及び第４の分周パルス
列を第１及び第２のAND回路51及び52にそれぞれ送出す
る。第５図から明らかなように，第３及び第４の分周パ
ルス列ｅ及びｆ間の位相差は180°である。
第１及び第３の分周パルス列ｂ及びｅに応動して，第１
のAND回路51は，上述したように第１のANDパルス列を第
１の部分スタート信号として第１のスイッチングトラン
ジスタ28に第１の信号供給ライン53を介して送出する。
第１のANDパルス列は第５図のｇで示されている。第２
及び第４の分周パルス列に応動して，第２のAND回路52
は，第２のANDパルス列を上述の第２の部分スタート信
号として第２のスイッチングトランジスタ30に第２の信
号供給ライン54を介して送出する。第２のANDパルス列
は第５図にｈとして示されている。第１及び第２のAND
パルス列ｇ及びｈの各々は，パルス繰返し周期2TSとパ
ルス幅τとを有している。
のAND回路51は，上述したように第１のANDパルス列を第
１の部分スタート信号として第１のスイッチングトラン
ジスタ28に第１の信号供給ライン53を介して送出する。
第１のANDパルス列は第５図のｇで示されている。第２
及び第４の分周パルス列に応動して，第２のAND回路52
は，第２のANDパルス列を上述の第２の部分スタート信
号として第２のスイッチングトランジスタ30に第２の信
号供給ライン54を介して送出する。第２のANDパルス列
は第５図にｈとして示されている。第１及び第２のAND
パルス列ｇ及びｈの各々は，パルス繰返し周期2TSとパ
ルス幅τとを有している。
第１及び第２のANDパルス列ｇ及びｈの組合せはスター
ト信号として定電流発生器22に供給されるので，第１及
び第２のANDパルス列ｇ及びｈの組合せを，ここでは第
２のパルス列と称す。第５図に示した例では，該第２の
パルス列はパルス繰返し周期TS及びパルス幅τを有する
ものと理解すべきである。
ト信号として定電流発生器22に供給されるので，第１及
び第２のANDパルス列ｇ及びｈの組合せを，ここでは第
２のパルス列と称す。第５図に示した例では，該第２の
パルス列はパルス繰返し周期TS及びパルス幅τを有する
ものと理解すべきである。
また，第１及び第２の分周器47及び50とパルス幅変調器
48と第１及び第２のAND回路51及び52との組合せは，前
記制御電圧を受け，前記第１のパルス列を，該制御電圧
の上昇に応じてパルス幅が増大する第２のパルス列に処
理し，出力する処理回路55と称する。
48と第１及び第２のAND回路51及び52との組合せは，前
記制御電圧を受け，前記第１のパルス列を，該制御電圧
の上昇に応じてパルス幅が増大する第２のパルス列に処
理し，出力する処理回路55と称する。
第１及び第２の信号供給ライン53及び54の組合せは，前
記第２のパルス列を定電流発生器22にスタート信号とし
て供給する信号供給部として機能する。
記第２のパルス列を定電流発生器22にスタート信号とし
て供給する信号供給部として機能する。
本明細書の前置きの部分（従来の技術の欄）で述べたよ
うに，このスタート制御回路21は，定電流発生器22に，
零から一定電流まで徐々に立上る出力電流I0を負荷23に
供給させることができる。
うに，このスタート制御回路21は，定電流発生器22に，
零から一定電流まで徐々に立上る出力電流I0を負荷23に
供給させることができる。
第６図を第４図及び第５図と併せ参照して，なぜ，この
スタート制御回路21が定電流発生器22に，零から一定電
流まで徐々に立上る出力電流I0を負荷23に供給させるこ
とができるか，その理由について説明する。
スタート制御回路21が定電流発生器22に，零から一定電
流まで徐々に立上る出力電流I0を負荷23に供給させるこ
とができるか，その理由について説明する。
上述したように，第１及び第２の部分スタート信号ｇ及
びｈの各々は，パルス繰返し周期2TSとパルス幅τを有
している。該パルス繰返し周期2TS及び該パルス幅τは
定電流発生器22がスタートされた直後の制御電圧によっ
て決まっている。
びｈの各々は，パルス繰返し周期2TSとパルス幅τを有
している。該パルス繰返し周期2TS及び該パルス幅τは
定電流発生器22がスタートされた直後の制御電圧によっ
て決まっている。
第６図には，そのような状態における定電流発生器22の
各部の信号波形が時間軸ｔに沿って示されている。第６
図における第１のラインあるいは最上部のラインに沿っ
て示されているように，第１のスイッチングトランジス
タ28は，ある時点ｔ＝ｏでオンし（上方の部分），第１
の部分スタート信号のパルス幅τに等しい期間，オン状
態に保たれる。第１のスイッチングトランジスタ28は，
別の時点ｔ＝θ（θ＜π）でオフする。第１のスイッチ
ングトランジスタ28は上記第１の部分スタート信号のパ
ルス繰返し周期2TSに等しい周期で繰返しオンする。ま
た，第２のスイッチングトランジスタ30は，時点ｔ＝tS
でオンし（下方の部分），上記第２の部分スタート信号
のパルス幅τに等しい期間，オン状態に保たれる。第２
のスイッチングトランジスタ30は第２の部分スタート信
号のパルス繰返し周期2TSに等しい周期で繰返しオン状
態とされる。上述から明らかなように，第１のスイッチ
ングトランジスタ28がオンしてから，時間間隔TSが経過
した時に，第２のスイッチングトランジスタ30は，オン
する。
各部の信号波形が時間軸ｔに沿って示されている。第６
図における第１のラインあるいは最上部のラインに沿っ
て示されているように，第１のスイッチングトランジス
タ28は，ある時点ｔ＝ｏでオンし（上方の部分），第１
の部分スタート信号のパルス幅τに等しい期間，オン状
態に保たれる。第１のスイッチングトランジスタ28は，
別の時点ｔ＝θ（θ＜π）でオフする。第１のスイッチ
ングトランジスタ28は上記第１の部分スタート信号のパ
ルス繰返し周期2TSに等しい周期で繰返しオンする。ま
た，第２のスイッチングトランジスタ30は，時点ｔ＝tS
でオンし（下方の部分），上記第２の部分スタート信号
のパルス幅τに等しい期間，オン状態に保たれる。第２
のスイッチングトランジスタ30は第２の部分スタート信
号のパルス繰返し周期2TSに等しい周期で繰返しオン状
態とされる。上述から明らかなように，第１のスイッチ
ングトランジスタ28がオンしてから，時間間隔TSが経過
した時に，第２のスイッチングトランジスタ30は，オン
する。
ここで、直列共振回路33は、共振周期2Tonを有するもの
とする。この場合,Tonは，上記共振周期の1/2であり， Ton＝π／ω で示される。ここで，ωは直列共振回路33の共振電流の
角周波数を表わす。
とする。この場合,Tonは，上記共振周期の1/2であり， Ton＝π／ω で示される。ここで，ωは直列共振回路33の共振電流の
角周波数を表わす。
第１のスイッチングトランジスタ28がオンしている期
間，つまり，時点ｔ＝ｏから時点ｔ＝θまでの期間，第
６図の最上部のラインに沿って示したように，共振電流
I1が共振回路33を通って流れる。直列共振回路33の上述
したキャパシタＣは共振電流I1に応動して充電される。
その結果キャパシタＣの両端の電圧VCは，第６図に最上
部から第２番目のラインに沿って示されているように変
化する。また，インダクタＬの両端の電圧は，第６図に
最上部から第３番目のラインに沿って示されているよう
に変化する。他方，二次巻線26の両端間には出力電圧V1
が，第６図に最上部から第４番目のラインに沿って示さ
れているように,o≦ｔ≦θの期間，一定となるように表
われる。全波整流回路34には入力電圧V2が，第６図に最
上部から第５番目，即ち，最下部のラインに沿って示さ
れているように,o≦ｔ≦θの期間，一定値として供給さ
れる。
間，つまり，時点ｔ＝ｏから時点ｔ＝θまでの期間，第
６図の最上部のラインに沿って示したように，共振電流
I1が共振回路33を通って流れる。直列共振回路33の上述
したキャパシタＣは共振電流I1に応動して充電される。
その結果キャパシタＣの両端の電圧VCは，第６図に最上
部から第２番目のラインに沿って示されているように変
化する。また，インダクタＬの両端の電圧は，第６図に
最上部から第３番目のラインに沿って示されているよう
に変化する。他方，二次巻線26の両端間には出力電圧V1
が，第６図に最上部から第４番目のラインに沿って示さ
れているように,o≦ｔ≦θの期間，一定となるように表
われる。全波整流回路34には入力電圧V2が，第６図に最
上部から第５番目，即ち，最下部のラインに沿って示さ
れているように,o≦ｔ≦θの期間，一定値として供給さ
れる。
上述したキャパシタＣの両端間の電圧VCは次式（１）に
よって表わされる。
よって表わされる。
ただし，Ipkは共振電流I1の最大値である。式（１）か
ら明らかなように，パルス幅τを減少させることによっ
て電圧VCを減少させることができる。
ら明らかなように，パルス幅τを減少させることによっ
て電圧VCを減少させることができる。
ここで，インバータトランス24に生じる磁束は第１及び
第２のスイッチングトランジスタ28及び30のオンオフに
従って変化する。０≦ｔ≦θの期間の磁束変化量φ
1は， で表わされる。ここで，n1は一次巻線25における部分一
次巻線の各々の巻数であり，Vinは直流電圧源27の電圧
を示している。
第２のスイッチングトランジスタ28及び30のオンオフに
従って変化する。０≦ｔ≦θの期間の磁束変化量φ
1は， で表わされる。ここで，n1は一次巻線25における部分一
次巻線の各々の巻数であり，Vinは直流電圧源27の電圧
を示している。
第１のスイッチングトランジスタ28が時点ｔ＝θでオフ
すると，θ≦ｔ≦tSの期間に，キャパシタＣは，全波整
流回路34,平滑回路35,二次巻線26,及びインダクターＬ
を通して放電する。その結果，二次巻線26の両端には電
圧（VC−V2）がかかる。θ≦ｔ≦tSの期間におけるイン
バータトランス24の磁束の変化量をφ2とすると，磁束
変化量φ2は で表わされる。ここで，n2は二次巻線26の巻数を示して
いる。
すると，θ≦ｔ≦tSの期間に，キャパシタＣは，全波整
流回路34,平滑回路35,二次巻線26,及びインダクターＬ
を通して放電する。その結果，二次巻線26の両端には電
圧（VC−V2）がかかる。θ≦ｔ≦tSの期間におけるイン
バータトランス24の磁束の変化量をφ2とすると，磁束
変化量φ2は で表わされる。ここで，n2は二次巻線26の巻数を示して
いる。
０≦ｔ≦tSの期間（つまり，TSの期間）におけるインバ
ータトランス24の磁束の全変化量をφとすると， 二次巻線26の両端間の電圧V1は， で表わされる。即ち，電圧V1は，第６図の第４番目のラ
インから明らかなように，TSの期間中，ほぼ一定値であ
る。この点を考慮すれば，全磁束変化量φは， で表わされる。
ータトランス24の磁束の全変化量をφとすると， 二次巻線26の両端間の電圧V1は， で表わされる。即ち，電圧V1は，第６図の第４番目のラ
インから明らかなように，TSの期間中，ほぼ一定値であ
る。この点を考慮すれば，全磁束変化量φは， で表わされる。
定電流発生器22の出力電流Ioは で表わされる。
式（７）において，パルス幅τ及び最大電流値Ipkが一
定のままで，パルス繰返し周期TSを最初に極めて長く
し，その後，短くする場合を考える。この場合，出力電
流Ioを零から一定電流まで徐々に立上らせることができ
るかもしれない。しかしながら，パルス繰返し同期TSを
長くすることについては限界がある。そのような長いパ
ルス繰返し周期TSは全磁束変化量φの極端な増加を生
む。全磁束変化量φがインバータトランス24の飽和磁束
φSに達すると，上述のインバータの動作が不安定とな
ってしまう。従って，この場合には，定電流発生器22
に，負荷23に対して，零から徐々に立上る出力電流Ioを
供給させることは不可能である。その結果，出力電流Io
は零から突然立上り，それ故，負荷23はサージを受ける
ことになる。
定のままで，パルス繰返し周期TSを最初に極めて長く
し，その後，短くする場合を考える。この場合，出力電
流Ioを零から一定電流まで徐々に立上らせることができ
るかもしれない。しかしながら，パルス繰返し同期TSを
長くすることについては限界がある。そのような長いパ
ルス繰返し周期TSは全磁束変化量φの極端な増加を生
む。全磁束変化量φがインバータトランス24の飽和磁束
φSに達すると，上述のインバータの動作が不安定とな
ってしまう。従って，この場合には，定電流発生器22
に，負荷23に対して，零から徐々に立上る出力電流Ioを
供給させることは不可能である。その結果，出力電流Io
は零から突然立上り，それ故，負荷23はサージを受ける
ことになる。
たとえ，定電流発生器22の起動時（スタート時）に，ス
タート制御回路21が，定電流発生器22に，零の状態（即
ち，V2≒０）から立上る出力電流Ioを出力させることが
できたとして，もし，全磁束変化量φが前記スタート時
において飽和磁束φSより小さいという条件，即ち， を満足すれば，インバータトランス24の飽和を避けるこ
とができる。
タート制御回路21が，定電流発生器22に，零の状態（即
ち，V2≒０）から立上る出力電流Ioを出力させることが
できたとして，もし，全磁束変化量φが前記スタート時
において飽和磁束φSより小さいという条件，即ち， を満足すれば，インバータトランス24の飽和を避けるこ
とができる。
不等式（８）によって与えられた条件を満足させるため
には，電圧VCを低くしなければならない。これは，
（１）式から理解されるように，パルス幅τを狭くする
ことにより達成される。この目的のために，上述の処理
回路55は，第１のパルス列を，前記制御電圧の上昇に応
じてパルス幅τが減少する第２のパルス列に処理し，出
力する。
には，電圧VCを低くしなければならない。これは，
（１）式から理解されるように，パルス幅τを狭くする
ことにより達成される。この目的のために，上述の処理
回路55は，第１のパルス列を，前記制御電圧の上昇に応
じてパルス幅τが減少する第２のパルス列に処理し，出
力する。
上述の条件が満足された時，スタート制御回路21を用い
ることによって，出力電流Ioは，第７図のように，零か
ら一定電流まで徐々に立上る。
ることによって，出力電流Ioは，第７図のように，零か
ら一定電流まで徐々に立上る。
しかしながら，このスタート制御回路21は，定電流発生
器22を多種の負荷に適合させることは不可能である。と
いうのは，負荷23を他のものに取り替えた時に，基準電
圧源38,ステップ電圧発生回路41,及び積分器34の取り替
えが，当然，必要となるからである。加えて，スタート
制御回路21の上述した初期状態において，出力電流Ioを
安定に保つことが困難である。この困難な理由を以下に
述べる。誤差増幅器39は定電流発生器22のフィードバッ
クループに用いられている。積分器43は誤差増幅器39の
出力側に接続されているので，積分器43は上記フィード
バックループに含まれない。スタート制御回路21によっ
て定電流発生器22が起動された直後は，変換回路45及び
処理回路55の各々は，誤差増幅器39の出力電圧によって
制御されず，基準電圧源38の一定基準電圧とは無関係に
積分器43によって出力された上記制御電圧によって制御
される。該制御電圧が，前記一定基準電圧に無関係に，
変換回路45と処理回路55の各々に供給されるので，出力
電流Ioは不安定である。それ故，出力電流Ioにおける，
零に近い，比較的低い電流領域を，前記一定電流として
選ぶことは困難である。これが，困難な理由である。
器22を多種の負荷に適合させることは不可能である。と
いうのは，負荷23を他のものに取り替えた時に，基準電
圧源38,ステップ電圧発生回路41,及び積分器34の取り替
えが，当然，必要となるからである。加えて，スタート
制御回路21の上述した初期状態において，出力電流Ioを
安定に保つことが困難である。この困難な理由を以下に
述べる。誤差増幅器39は定電流発生器22のフィードバッ
クループに用いられている。積分器43は誤差増幅器39の
出力側に接続されているので，積分器43は上記フィード
バックループに含まれない。スタート制御回路21によっ
て定電流発生器22が起動された直後は，変換回路45及び
処理回路55の各々は，誤差増幅器39の出力電圧によって
制御されず，基準電圧源38の一定基準電圧とは無関係に
積分器43によって出力された上記制御電圧によって制御
される。該制御電圧が，前記一定基準電圧に無関係に，
変換回路45と処理回路55の各々に供給されるので，出力
電流Ioは不安定である。それ故，出力電流Ioにおける，
零に近い，比較的低い電流領域を，前記一定電流として
選ぶことは困難である。これが，困難な理由である。
第１図を参照すると，本発明の一実施例によるスタート
制御回路21においては，第４図と同じ部分は，同じ参照
数字で示されている。このスタート制御回路21は，零か
ら所定の基準電圧に向かって徐々に立上り，かつ，最初
的に該所定の基準電圧に維持されるところの直流基準電
圧を発生するための基準電圧発生回路60を含んでいる。
誤差増幅器61は，電流検出器36の検出電圧と前記直流基
準電圧とを受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差
を増幅し，増幅された電圧を出力する。電圧供給ライン
62は，電圧・周波数変換器，即ち，変換回路45に，前記
増幅された電圧を前記制御電圧として供給するためのも
のである。もう一つの電圧供給ライン63は，前記処理回
路55の前記パルス幅変調器48に，前記増幅された電圧を
前記制御電圧として供給するためのものである。
制御回路21においては，第４図と同じ部分は，同じ参照
数字で示されている。このスタート制御回路21は，零か
ら所定の基準電圧に向かって徐々に立上り，かつ，最初
的に該所定の基準電圧に維持されるところの直流基準電
圧を発生するための基準電圧発生回路60を含んでいる。
誤差増幅器61は，電流検出器36の検出電圧と前記直流基
準電圧とを受け，該検出電圧と該直流基準電圧との誤差
を増幅し，増幅された電圧を出力する。電圧供給ライン
62は，電圧・周波数変換器，即ち，変換回路45に，前記
増幅された電圧を前記制御電圧として供給するためのも
のである。もう一つの電圧供給ライン63は，前記処理回
路55の前記パルス幅変調器48に，前記増幅された電圧を
前記制御電圧として供給するためのものである。
基準電圧発生回路60は，零から予め選択された電圧に向
って実質的に瞬間的に立上るステップ電圧を発生するス
テップ電圧発生回路64を含んでいる。このステップ電圧
に応動して，積分器65は，このステップ電圧を積分し，
零から‐正電圧値に向って徐々に立上る積分電圧を出力
する。
って実質的に瞬間的に立上るステップ電圧を発生するス
テップ電圧発生回路64を含んでいる。このステップ電圧
に応動して，積分器65は，このステップ電圧を積分し，
零から‐正電圧値に向って徐々に立上る積分電圧を出力
する。
この積分電圧に応動して，基準電圧供給回路（即ち，基
準電圧回路）66は，該積分電圧を上述の直流基準電圧
（即ち，零から所定の基準電圧に向って徐々に立上り，
かつ，最終的に該所定の基準電圧に維持される直流基準
電圧）に整形する。このように，積分器65と基準電圧供
給回路66との組合せは，前記ステップ電圧を前記直流基
準電圧に整形する整形回路として機能する。
準電圧回路）66は，該積分電圧を上述の直流基準電圧
（即ち，零から所定の基準電圧に向って徐々に立上り，
かつ，最終的に該所定の基準電圧に維持される直流基準
電圧）に整形する。このように，積分器65と基準電圧供
給回路66との組合せは，前記ステップ電圧を前記直流基
準電圧に整形する整形回路として機能する。
次に第１図に示されたスタート制御回路21の動作につい
て説明する。前記ステップ電圧がステップ電圧発生回路
64によって発生されると，積分器65は零から徐々に立上
る前述の積分電圧を出力する。この積分電圧に応動し
て，基準電圧供給回路66は前記直流基準電圧を誤差増幅
器61に供給する。誤差増幅器61は，帰還作用を有してい
るので，誤差増幅器61は，電圧・周波数変換器（即ち，
変換回路）45及びパルス幅変調器48に，前記直流基準電
圧の増加に比例して増加するところの前記増幅された電
圧を出力する。即ち，この増幅された電圧は，前記直流
電圧に対応している。その結果，このスタート制御回路
21も，第４図のスタート制御回路21と同様に，定電流発
生器22をして，零から徐々に立上る出力電流Ioを発生さ
せることができる。
て説明する。前記ステップ電圧がステップ電圧発生回路
64によって発生されると，積分器65は零から徐々に立上
る前述の積分電圧を出力する。この積分電圧に応動し
て，基準電圧供給回路66は前記直流基準電圧を誤差増幅
器61に供給する。誤差増幅器61は，帰還作用を有してい
るので，誤差増幅器61は，電圧・周波数変換器（即ち，
変換回路）45及びパルス幅変調器48に，前記直流基準電
圧の増加に比例して増加するところの前記増幅された電
圧を出力する。即ち，この増幅された電圧は，前記直流
電圧に対応している。その結果，このスタート制御回路
21も，第４図のスタート制御回路21と同様に，定電流発
生器22をして，零から徐々に立上る出力電流Ioを発生さ
せることができる。
加えて，前記直流基準電圧は，零から前記所定の基準電
圧まで徐々に立上り，そして，誤差増幅器61に加えられ
る。その結果，前記変換回路45及び処理回路55は，誤差
増幅器61からの増幅された電圧によって制御される。そ
れ故，このスタート制御回路21は，定電流発生器22がス
タート制御回路21によってスタートされた直後でも，定
電流発生器22に出力電流Ioとして安定な電流を発生させ
ることができる。その結果，出力電流Ioにおける，零に
近い，比較的低い電流領域からでさえ，一定電流を選ぶ
ことが可能である。このように，第１図のスタート制御
回路21は，多種の負荷に定電流発生器22を適合させるこ
とが可能である。
圧まで徐々に立上り，そして，誤差増幅器61に加えられ
る。その結果，前記変換回路45及び処理回路55は，誤差
増幅器61からの増幅された電圧によって制御される。そ
れ故，このスタート制御回路21は，定電流発生器22がス
タート制御回路21によってスタートされた直後でも，定
電流発生器22に出力電流Ioとして安定な電流を発生させ
ることができる。その結果，出力電流Ioにおける，零に
近い，比較的低い電流領域からでさえ，一定電流を選ぶ
ことが可能である。このように，第１図のスタート制御
回路21は，多種の負荷に定電流発生器22を適合させるこ
とが可能である。
第２図を参照すると，パルス幅変調器48は単安定マルチ
バイブレータ70を用いて構成することができる。単安定
マルチバイブレータ70は，トランジスタTr1，抵抗r1及
びr2，及びキャパシタC1を含む時定数回路を有してい
る。トランジスタTr1のベースは，電圧供給ライン63に
接続されている。このトランジスタTr1は，電圧供給ラ
イン63を介して与えられる前記増幅された電圧に応じて
抵抗が変化する可変抵抗として作用する。第５図のａで
示された第１のパルス列に応動して，単安定マルチバイ
ブレータ70は，第５図のｄで示された変調ペルス列を出
力する。その変調パルス列ｄの立上り部分は，第１のパ
ルス列の立下り部分に同期している。変調パルス列ｄの
パルス幅τは，前記増幅された電圧の上昇に応じて増大
する。即ち，パルス幅τは，前記時定数回路の時定数に
よって決まる。その時定数は，トランジスタTr1の抵抗
と，抵抗r1及びr2と，及びキャパシタC1のキャパシタン
スとによって決まる。
バイブレータ70を用いて構成することができる。単安定
マルチバイブレータ70は，トランジスタTr1，抵抗r1及
びr2，及びキャパシタC1を含む時定数回路を有してい
る。トランジスタTr1のベースは，電圧供給ライン63に
接続されている。このトランジスタTr1は，電圧供給ラ
イン63を介して与えられる前記増幅された電圧に応じて
抵抗が変化する可変抵抗として作用する。第５図のａで
示された第１のパルス列に応動して，単安定マルチバイ
ブレータ70は，第５図のｄで示された変調ペルス列を出
力する。その変調パルス列ｄの立上り部分は，第１のパ
ルス列の立下り部分に同期している。変調パルス列ｄの
パルス幅τは，前記増幅された電圧の上昇に応じて増大
する。即ち，パルス幅τは，前記時定数回路の時定数に
よって決まる。その時定数は，トランジスタTr1の抵抗
と，抵抗r1及びr2と，及びキャパシタC1のキャパシタン
スとによって決まる。
第３図を参照すると，この処理回路72は，第４図を参照
して説明した処理回路55の代りに用いることができ，ま
た，第１図に示されたスタート制御回路に用いることが
できる。この処理回路72は，処理回路55のパルス幅変調
器48,第２の分周器50,及びAND回路51及び52の代りに，
第１及び第２のパルス幅変調器73及び74を含んでいる。
して説明した処理回路55の代りに用いることができ，ま
た，第１図に示されたスタート制御回路に用いることが
できる。この処理回路72は，処理回路55のパルス幅変調
器48,第２の分周器50,及びAND回路51及び52の代りに，
第１及び第２のパルス幅変調器73及び74を含んでいる。
上述したように，第１の分周器47は，第５図にｂ及びｃ
で示された第１及び第２の分周パルス列を出力する。
で示された第１及び第２の分周パルス列を出力する。
第１の分周パルス列ｂと，電圧供給ライン63を介して供
給された前記増幅された電圧とに応動し，第１のパルス
幅変調器73は，第１の変調パルス列を出力する。該第１
の変調パルス列の立上り部分は，第１の分周パルス列ｂ
の立下り部分に一致している。該第１の変調パルス列の
パルス幅τは，前記増幅された電圧の上昇に応じて増大
する。それ故，該第１の変調パルス列は，第５図のｇで
示された第１のANDパルス列として使用され得る。
給された前記増幅された電圧とに応動し，第１のパルス
幅変調器73は，第１の変調パルス列を出力する。該第１
の変調パルス列の立上り部分は，第１の分周パルス列ｂ
の立下り部分に一致している。該第１の変調パルス列の
パルス幅τは，前記増幅された電圧の上昇に応じて増大
する。それ故，該第１の変調パルス列は，第５図のｇで
示された第１のANDパルス列として使用され得る。
前記第２の分周パルス列ｃと前記増幅された電圧とに応
動して，前記第２のパルス幅変調器74は，第２の変調パ
ルス列を出力する。該第２の変調パルス列の立上り部分
は，前記第２の分周パルス列ｃの立下り部分に一致して
いる。該第２の変調パルス列のパルス幅τは，前記増幅
された電圧の上昇に応じて増大する。その結果，該第２
の変調パルス列は，第５図のｈで示した第２のANDパル
ス列の代りに用いられ得る。
動して，前記第２のパルス幅変調器74は，第２の変調パ
ルス列を出力する。該第２の変調パルス列の立上り部分
は，前記第２の分周パルス列ｃの立下り部分に一致して
いる。該第２の変調パルス列のパルス幅τは，前記増幅
された電圧の上昇に応じて増大する。その結果，該第２
の変調パルス列は，第５図のｈで示した第２のANDパル
ス列の代りに用いられ得る。
これら第１及び第２の変調パルス列は，第１及び第２の
信号供給ライン53及び54を介して第１及び第２図のスイ
ッチングトランジスタ28及び30にそれぞれ供給される。
信号供給ライン53及び54を介して第１及び第２図のスイ
ッチングトランジスタ28及び30にそれぞれ供給される。
以上本発明を実施例を用いて説明したように，本発明の
スタート制御回路21では，直流基準電圧が零から所定の
基準電圧まで徐々に立上り，このように変化する直流基
準電圧が，定電流発生器22のフィードバックループを形
成している誤差増幅手段61に加えられる。そして，この
誤差増幅手段の出力が変換回路45及び処理回路55を制御
する。それ故，本発明のスタート制御回路では，前記定
電流発生器をスタート（起動）した直後でも、該定電流
発生器に安定な出力電流Ioを発生させることができる。
従って，出力電流Ioの，零に近い比較的低い電流領域か
らでさえ，負荷23への一定電流として選ぶことができ
る。このように，本発明によるスタート制御回路は，多
種の負荷に定電流発生器を適合させることが可能とな
る。
スタート制御回路21では，直流基準電圧が零から所定の
基準電圧まで徐々に立上り，このように変化する直流基
準電圧が，定電流発生器22のフィードバックループを形
成している誤差増幅手段61に加えられる。そして，この
誤差増幅手段の出力が変換回路45及び処理回路55を制御
する。それ故，本発明のスタート制御回路では，前記定
電流発生器をスタート（起動）した直後でも、該定電流
発生器に安定な出力電流Ioを発生させることができる。
従って，出力電流Ioの，零に近い比較的低い電流領域か
らでさえ，負荷23への一定電流として選ぶことができ
る。このように，本発明によるスタート制御回路は，多
種の負荷に定電流発生器を適合させることが可能とな
る。
第１図は本発明の一実施例によるスタート制御回路を，
定電流発生器とともに，部分的にブロックで示した図，
第２図は第１図のスタート制御回路に使用可能なパルス
幅変調器のブロック図，第３図は第１図のスタート制御
回路に使用され得る処理回路のブロック図，第４図は従
来のスタート制御回路を，定電流発生器とともに，部分
的にブロックで示した図，第５図は一般のスタート制御
回路の動作を説明するためのタイムチャート，第６図は
第５図を参照して説明されたスタート制御回路の動作を
説明するための別のタイムチャート，第７図は上述のス
タート制御回路によって定電流発生器をスタートしたと
きの該定電流発生器の出力電流を示す図である。 21はスタート制御回路,22は定電流発生器,23は負荷,24
はインバータトランス,28及び30は第１及び第２のスイ
ッチングトランジスタ,33は直列共振回路,34は全波整流
回路,35は平滑回路,36は電流検出器,45は電圧・周波数
変換器,47は第１の分周器,48はパルス幅変調器,50は第
２の分周器,51及び52はAND回路,60は基準電圧発生回路,
61は誤差増幅器,64はステップ電圧発生回路,65は積分
器,66は基準電圧供給回路（基準電圧回路）。
定電流発生器とともに，部分的にブロックで示した図，
第２図は第１図のスタート制御回路に使用可能なパルス
幅変調器のブロック図，第３図は第１図のスタート制御
回路に使用され得る処理回路のブロック図，第４図は従
来のスタート制御回路を，定電流発生器とともに，部分
的にブロックで示した図，第５図は一般のスタート制御
回路の動作を説明するためのタイムチャート，第６図は
第５図を参照して説明されたスタート制御回路の動作を
説明するための別のタイムチャート，第７図は上述のス
タート制御回路によって定電流発生器をスタートしたと
きの該定電流発生器の出力電流を示す図である。 21はスタート制御回路,22は定電流発生器,23は負荷,24
はインバータトランス,28及び30は第１及び第２のスイ
ッチングトランジスタ,33は直列共振回路,34は全波整流
回路,35は平滑回路,36は電流検出器,45は電圧・周波数
変換器,47は第１の分周器,48はパルス幅変調器,50は第
２の分周器,51及び52はAND回路,60は基準電圧発生回路,
61は誤差増幅器,64はステップ電圧発生回路,65は積分
器,66は基準電圧供給回路（基準電圧回路）。
Claims (2)
- 【請求項１】定電流発生器にスタート信号を与えること
により，該定電流発生器にその出力電流を負荷に供給さ
せ，前記出力電流が負荷を通ることによる負荷電流を一
定電流に到達させるスタート制御回路であって，前記負
荷電流を検出し，該負荷電流に対応した検出電圧を出力
する検出手段と，零から一正電圧値まで変化する制御電
圧を，該制御電圧の上昇に応じてパルス繰返し周期が減
少する第１のパルス列に変換する変換手段と，前記制御
電圧を受け，前記第１のパルス列を，前記制御電圧の前
記上昇に応じてパルス幅が増大する第２のパルス列に処
理し出力する処理手段と，該第２のパルス列を前記定電
流発生器に前記スタート信号として供給する手段とを含
んでいる前記スタート制御回路において， 零から所定の基準電圧まで徐々に立上る直流基準電圧を
発生する基準電圧発生手段と， 前記検出電圧と前記直流基準電圧とを受け，該検出電圧
と該直流基準電圧との誤差を増幅し，増幅された電圧を
出力する誤差増幅手段と， 前記増幅された電圧を前記変換回路及び前記処理回路に
前記制御電圧として出力する手段とを含むことを特徴と
する，定電流発生器のためのスタート制御回路。 - 【請求項２】前記基準電圧発生手段が， 零から予め選択された電圧に向って実質的に瞬間的に立
上るステップ電圧を発生するステップ電圧発生手段と， 該ステップ電圧発生手段に接続され，前記ステップ電圧
を前記直流基準電圧に整形する整形手段とを含む特許請
求の範囲第１項記載のスタート制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25501285 | 1985-11-15 | ||
| JP60-255012 | 1985-11-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62203560A JPS62203560A (ja) | 1987-09-08 |
| JPH0753027B2 true JPH0753027B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=17272968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61270899A Expired - Lifetime JPH0753027B2 (ja) | 1985-11-15 | 1986-11-15 | 定電流発生器のためのスタ−ト制御回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890214A (ja) |
| EP (1) | EP0228796B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0753027B2 (ja) |
| AU (1) | AU596817B2 (ja) |
| DE (1) | DE3688456T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2686135B2 (ja) * | 1989-03-28 | 1997-12-08 | 松下電工株式会社 | 定電流電源回路 |
| DE3921724A1 (de) * | 1989-07-01 | 1989-12-21 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur strombegrenzung bei einem gegentaktgleichspannungswandler |
| DE4237167C2 (de) * | 1991-11-14 | 2003-04-17 | Perkin Elmer Corp | Vorrichtung zum geregelten Beheizen einer Ionenquelle eines thermionischen Detektors |
| US5414238A (en) * | 1992-10-02 | 1995-05-09 | Martin Marietta Corporation | Resonant power supply for an arcjet thruster |
| US5367249A (en) * | 1993-04-21 | 1994-11-22 | Delco Electronics Corporation | Circuit including bandgap reference |
| US6831848B2 (en) | 1994-04-26 | 2004-12-14 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply to simultaneously power a plurality of electronic devices |
| US5838554A (en) * | 1994-04-26 | 1998-11-17 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Small form factor power supply |
| US5636110A (en) * | 1994-04-26 | 1997-06-03 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Small form factor power supply |
| US6172884B1 (en) * | 1994-04-26 | 2001-01-09 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Small form factor power supply for powering electronics appliances |
| US6693413B1 (en) | 1994-04-26 | 2004-02-17 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply |
| US7145787B2 (en) | 1994-04-26 | 2006-12-05 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply |
| US5479331A (en) * | 1994-04-26 | 1995-12-26 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Small form factor power supply |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US5999417A (en) | 1997-01-24 | 1999-12-07 | Fische, Llc | High efficiency power converter |
| US6055162A (en) * | 1998-03-12 | 2000-04-25 | Northrop Grumman Corporation | Self-oscillating DC-DC converter apparatus and method especially adaptable for VHF operation |
| GB2346744A (en) * | 1999-02-11 | 2000-08-16 | Alstom Uk Ltd | Heavy duty isolating converter |
| US6044113A (en) * | 1999-02-17 | 2000-03-28 | Visx, Inc. | Digital pulse width modulator |
| SE518282C2 (sv) * | 2000-04-12 | 2002-09-17 | Alstom Switzerland Ltd | Sätt att skydda strömgenerator för likström mot överspänning vid lastbortfall |
| ES2228769T3 (es) * | 2000-07-14 | 2005-04-16 | Alcatel | Convertidor conmutado de potencia universal. |
| US6643158B2 (en) | 2001-10-31 | 2003-11-04 | Mobility Electronics, Inc. | Dual input AC/DC to programmable DC output converter |
| US6700808B2 (en) | 2002-02-08 | 2004-03-02 | Mobility Electronics, Inc. | Dual input AC and DC power supply having a programmable DC output utilizing a secondary buck converter |
| US6650560B2 (en) | 2001-12-03 | 2003-11-18 | Mobility Electronics, Inc. | Dual input AC and DC power supply having a programmable DC output utilizing single-loop optical feedback |
| US6751109B2 (en) | 2001-10-31 | 2004-06-15 | Mobility Electronics, Inc. | Dual input AC/DC/ battery operated power supply |
| US6903950B2 (en) * | 2001-12-03 | 2005-06-07 | Mobility Electronics, Inc. | Programmable power converter |
| US6791853B2 (en) | 2001-12-03 | 2004-09-14 | Mobility Electronics, Inc. | Dual input AC/DC power converter having a programmable peripheral power hub module |
| US6836101B2 (en) * | 2002-12-05 | 2004-12-28 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Tip having active circuitry |
| JP4063185B2 (ja) | 2003-09-30 | 2008-03-19 | 富士電機システムズ株式会社 | 電源装置 |
| US9153960B2 (en) | 2004-01-15 | 2015-10-06 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Power supply equipment utilizing interchangeable tips to provide power and a data signal to electronic devices |
| WO2007019066A2 (en) * | 2005-08-04 | 2007-02-15 | Mau-Chung Frank Chang | Phase coherent differential structures |
| US8213204B2 (en) | 2009-04-01 | 2012-07-03 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Modular power adapter |
| US8354760B2 (en) | 2009-10-28 | 2013-01-15 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Power supply equipment to simultaneously power multiple electronic device |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| KR20160015964A (ko) * | 2014-08-01 | 2016-02-15 | 삼성전자주식회사 | 전자장치, 전원공급장치 및 그 전원제어방법 |
| CN106059278B (zh) * | 2016-05-31 | 2018-08-21 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种频率软启动控制电路 |
| JP2021072715A (ja) * | 2019-10-31 | 2021-05-06 | セイコーエプソン株式会社 | モーター駆動回路、集積回路装置、電子機器およびモーター制御方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3818307A (en) * | 1972-07-31 | 1974-06-18 | Bell Telephone Labor Inc | Serially-connected converters having multiple regulation modes for use in supplying serially-connected loads on long lines |
| US4190883A (en) * | 1977-08-24 | 1980-02-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Switching-regulated DC-to-DC converter |
| JPS5839268A (ja) * | 1981-09-02 | 1983-03-07 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | コンバ−タ制御方式 |
| JPS5866577A (ja) * | 1981-10-15 | 1983-04-20 | Nec Corp | 直列共振コンバ−タ制御回路 |
| JPS60131073A (ja) * | 1983-12-19 | 1985-07-12 | Nec Corp | 直流直流変換電源装置 |
| US4598351A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-01 | Sundstrand Corporation | Soft-start control for a push-pull converter-regulator with a flux balancing circuit |
| JPS62117018A (ja) * | 1985-11-15 | 1987-05-28 | Alps Electric Co Ltd | 出力段制御回路 |
-
1986
- 1986-11-14 EP EP86308919A patent/EP0228796B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-14 DE DE8686308919T patent/DE3688456T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-11-15 JP JP61270899A patent/JPH0753027B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-17 AU AU65319/86A patent/AU596817B2/en not_active Ceased
-
1988
- 1988-05-20 US US07/196,575 patent/US4890214A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| JPS62203560A (ja) | 1987-09-08 |
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| AU6531986A (en) | 1987-05-21 |
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