JPS63105505A - 増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 ／ド発明は増幅器、特に篩周波５ｉｉｔ通増１す１１器
に関連する発振及び不安定性を補償する同１１１ｈに関
する。

（従来の技術及び発明が解決しようとする問題点〕単位
利得（利得−１）のバッファ増幅器は帰還用１陥器であ
り、その出力に単位上ｊ上刊冑で出力を生じる。単位制
Ｉｔのバッファはｉｌ’ｌｉ入カインピータンス、低出
力インピータンス、温度に対する利１！を高安定性及び
優れた直線性とい・）優れた特性の為に広く使用されて
いる。

しかし、この増幅器も他の帰還増幅器と間しく商用波で
発振し易いとい・う欠点を有する。発１辰を補償する最
も簡単且つ一般的な方法はキャパシタンスを付加して増
’１Ｖｉｌ器の帯域１１ｆｉｉを低減するごとである。

このキャパシタンスは増幅器内に有力なポールをもたら
し利冑の位相シフｌ−を−１８０’未満とし、ループ利
得′ｒが１のとき位相マージンをＯ。

より大とする。この付加によりナイキストの安定条件を
満足する。しかし、増幅器の性能とのかねあいが問題と
なる。即ち、１つには増幅器の周波数性能（周波数帯域
）を犠牲とする。今１つは、位相マージンにより、増幅
器の共振（７１位ループ利得）周波数で総合利得にピー
キングを生じる。

位相マージンが小さければ小さい程、利得が無限大にな
り０°の位相マージンで発振が起るまで利得のピークが
大きくなる。第３に、位相マージンを増加する為にキャ
パシタンスを増加すると、増幅器のスルーレートが低下
する。スルーレートが低下すると大人力信号に応答する
のに長い時間を要する。

安定性を保持する必要性は、命令により電流利得が変化
される可変利得増幅器の場合に特に重要である。斯る増
幅器は電流利得の１つのレベルで安定であっても、抵抗
を変化することにより帰還が変化する為に他のレベルで
は不安定となる。増幅器内の帰還の変化は共振周波数で
利得のピーキングに影響を与える。

従って、本発明の目的の１つは帯域幅に影響を与えるこ
となく単位利得増幅器の安定性を改善することである。

本発明の第２の目的は増幅器の利得ピーキングを補償す
ることである。

本発明の第３の目的は必要な補償を決定する為の簡単な
手段を提供することである。

本発明の第４の目的は増幅器のスルーレート低下を最小
にする補償手段を提供することである。

本発明の第５の目的はＩＣ回路に通用可能な補償手段を
提供することである。

本発明の他の目的は可変利得増幅器の補償回路を提供す
ることである。

〔問題点を解決するための手段及び作用〕本発明による
増幅器は差動入力段を含み入力信号を受け、更に出力増
幅段を含み信号増幅を行う。

出力段の出力電圧は入力段に帰還して出力電圧が人力信
号電圧にマツチングするよう帰還する。この帰還により
生じる増幅器の不安定性は直列共振回路により補償し、
この回路のりアクタンスは増幅器の共振周波数（ループ
利得＝１）で略Ｏになるようｍ節する。

本発明の一実施例に依ると、直列共振回路は、増幅器の
入出力股間に接続したインダクター抵抗−コンデンサ回
路から成る。コンデンサのＷｂｔはインダクタを用いる
ことにより最小とした。他の実施例では、インダクタの
代りに抵抗及びコンデンサと直列接続のトランジスタを
用い、トランジスタのコレクタをコンデンサ及び抵抗に
結合し、ベースはベースバイアス抵抗を介してコレクタ
に結合し、エミッタは人出力増幅段に結合する。ベース
抵抗の値はトランジスタを誘導性リアクタンスとする周
知の式に基づき調節する。このリアクタンスはコンデン
サのリアクタンスと合成して、増幅器の共振周波数で略
Ｏとなるようにする。

更に、出力電圧が印加される抵抗を変えることにより増
幅器の電流利得をｆＩ！ｉ１節する手段を開示している
。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１実施例であって、共振補償型増幅
器（１０）を示す。この補償型増幅器（１０）は差動入
力段を有する単位利得（利得＝１）バッファ（１１）を
含み入力信号を受け、更に出力段を合み、単位電圧利得
で出力信号電圧■０を得る。

差動人力段は１対のエミッタ結合トランジスタＱ１−Ｑ
２より成り、両トランジスタのエミッタは従来の電流源
（１６）でバイアスされる。両トランジスタＱＩ　Ｑ２
はマツチングしており、各トランジスタのベース電圧が
等しいとき、定電流源（１６）から等しい電流を流す。

トランジスタＱ２のコレクタにはトランジスタＱ３の如
き出力段が結合されている。トランジスタＱ３はそのエ
ミッタから出力電圧■０を出力する。電流鯨（２０）で
トランジスタＱ３のエミッタをバイアスする。出力電圧
■０はトランジスタＱ３のエミッタと接地間に接続され
た抵抗ＲＬ両端に印加され、トランジスタＱ３のコレク
タから流す電流ｉｏを制御する。

第１図から判る如く、トランジスタＱ３は基本的にはエ
ミッタフォロワであり、差動入力段に対して帰還関係で
接続されている。エミッタフォロワはそのエミッタに単
位電圧利得を生じる（但し、トランジスタのベース・エ
ミッタ接合電圧降下分だけ低い）が、バッファ（１１）
に帰還がない場合には相当大きい電流利得を有する。し
かし、その動作はＶｏを帰還路（２４）を介してトラン
ジスタＱ２のベースに印加することにより改善している
。

ベースにて出力電圧ＶｏをトランジスタＱ１のベースの
入力信号電圧ＶＩＮと比鮫する。ＶＩＮがＶ。

を超すと、トランジスタＱ２のベース・エミッタ′市圧
が低下してｌ−ランジスタＱ２が電圧’ＩＱ　Ｖ　ｓ及
び抵抗Ｒ１で構成される電流源（２６）から引出す電流
を減少する。トランジスタＱ２のコレクタから引出す電
流が低下すると、トランジスタＱ、のベース電圧が上昇
し、そのベース・エミッタ結合を介して出力電圧Ｖｏを
上昇する。他方、もしＶＩＮがＶｏ以下に低下すると、
上述の逆の動作が起る。

トランジスタＱ２のベース・エミッタ結合間の電圧が上
昇すると、電！％ｌ源（２６）から引出す電流が増加す
る。この増加した電流はトランジスタＱ３のベース電圧
を低ドし、そのベース・エミッタ結合を介して出力電圧
Ｖｏを低下する。従って、Ｖ。

はＶけ１が変化するときＶＩＮの変化にマツチングして
変化する。

この帰還はバッファ（１１）の直線性を改善するが、帰
還路に位相シフトを生じる為に高周波において発振を生
じ易くなる。ナイキスト線図によると、ループ利得Ｔが
１のとき位相マージンがＯ。

以下であれば、発振は角周波数ω０で生じる。この角周
波数ω０は相互コンダクタンス、出力アドミッタンス、
入力インピーダンス、寄生キャパシタンス、抵抗等のバ
ッファ（１１）のパラメータの関数である。これらの値
が既知或は１１ｉ定可能であれば、５ＰＩＣＥは類似回
路シミュレーションプログラムにより単位利得のバッフ
ァ（１１）の動作シュミレーションを行うことにより角
周波数ω０を簡単に求めることができる。この角周波数
ω０で、バッファ（１１）の出力信号■０はＶＩＮと無
関係に「共振」又は発振する。

バッファ（１１）の帰還の影響を補償するには、直列共
振回路（２８）をバッファ（１１）の入出力股間に結合
する。第１図中、回路（２８）はコンデンサ（／１１抵
抗Ｒ２及びインダクタＬ１の直列回路である。コンデン
サＣ１の容量はボール移動により発振を防止するべく十
分大きな位相マージンを生じるように大きく、しかし増
幅器の最大帯域幅を維持するべく可能な限り小さい値に
選定すること。この値はバッファ　（１１）のパラメー
タから計算により、或は史に簡単に行うには上述の５Ｐ
ＩＣＥ回路シミュレーションプログラムにより決定する
。

単位利得角周波数ω０においてボード図で観測されたピ
ーキングはインダクタＬ１によるインダクタンスの付加
により低減する。このインダクタンスは共振周波数でコ
ンデンサのボールを相殺して０となるよう選定する。ま
た、このインダクタはキャパシタンスを増加することな
く容量性降下を増加することにより実効的にバッファ（
１１）のスルーレートを改善する。抵抗Ｒ２の値は共振
周波数付近における利得ピークをマツチングするよ選定
する。抵抗は共振周波数における利得ピークの大きさを
実質的に抑える。その値は計算により求められるが、利
得ピークへのその影響を５ＰＩＣＥで見ながら容易に決
定できる。これら直列共振回路のパラメータを正しく選
定すると、共振周波数での利得ビーキンクは除去でき、
ボード線図上で滑ら力１な曲牟泉（ロールオフ）とする
ことができる。

しかし、集積回路（Ｉｃ）内にインダクタＬ１の如きイ
ンダクタを形成するのは、困難である。

そこで第２図はインダクタＬ１の代りにベース１氏抗Ｒ
６でバイアスしたトランジスタＱ４に置換する回路を示
す。ＩＣ技術では周知の技法を用いて、トランジスタＱ
４とベースバイアス抵抗Ｒ６の値は次式で決まるインダ
クタンスＬを与えるように選定する。

Ｌ　＝　Ｒ６／　２７’ｔ　ｆ　Ｔ ここでｆ、はトランジスタＱ４のトランジション周ｇＬ
数、即ちエミッタを接地した場合の電流利得が１に低］
・する周波数である。それ以外の第２図の実施例の回路
は第１図の回路と同じであるので、ここで詳述すること
は避ける。

第３図は１対の本発明による補償型増幅器（１０）−（
１０’）を可変（又は選択）負荷抵抗と共に使用して、
電流利得を複数の予定値に選定する可変利得増幅器（５
２）を示す。本実施例では差動入力信号を印加するので
、１対の補償型増幅器（１０）−（１０’）を使用する
が、シングルエンド型可変利得増幅器に応用可能である
ことは言うまでもない。

この増幅器（１０）では、トランジスタＱ３のコレクタ
における出力電流１ｏは入力信号電圧ＶＩＮに直線的に
比例する。この実施例では付加トランジスタ（５４）を
ダブルエミッタ型のトランジスタＱ３に付加してダーリ
ントン構成にしてＱ３のコレクタにおける増幅器（１０
）の電流利得を増大する。

単一のエミッタ抵抗の代りにトランジスタＱ３のエミッ
タには複数（この場合は６個）の抵抗ブランチ（２２ａ
）乃至（２２ｆ）を接続する。各抵抗ブランチは独立し
たバイアス電流源（２０ａ）乃至（２０ｆ　）に接続さ
れ、（図示せずも）制御信号により一時に少くともそれ
らバイアス電流源の１つが選択的に動作するように構成
する。各抵抗ブランチはスイッチングダイオード（５６
ａ）乃至（５６ｆ）及び（５８ａ　）乃至（５８ｆ　）
と関連する電圧源（６０ａ）乃至（６０ｆ）から印加す
る電圧により、対応する電流源がオフの場合には相互に
アイソレートされている。選択可能な電流源（２０ａ）
乃至（２０ｆ　）と抵抗回路網は次式により増幅器（１
０）　−（１０’）の利得調節手段を形成する。

ｉ　ｏ　＝Ｖｏ　／Ｒｔ、　＝ＶＩＮ／ＲＬここでＲＬ
は選択された抵抗ブランチの抵抗値である。電流源（２
０ａ　）乃至（２０ｆ）から特定の電流源を選択するこ
とにより、Ｖｏ即ちＶＩＮが印加されているＱ３の抵抗
が選択的に変化して増幅器（５２）の電流利得を変化す
る。従って、トランジスタＱ３の電流利得はＶＩＮが印
加されているエミッタ付加抵抗器に逆比例する。

増幅器（５２）には差動人力信号が印加される場合を示
す。差動信号を受けると、Ｖｏはブランチ抵抗の半分に
印加される。一方の信号大刀が接地されていると、ｖＯ
はブランチ全体に印加される。

差動入力段（１０）　、　　（１０’）のエミッタ結合
トランジスタＱｔ　　Ｑ２には夫々バイアス電流源（１
６ａ）−（１６ｂ）が接続されている。抵抗ブランチ（
２２ｂ）乃至（２２ｆ）のいずれかが選択されていると
きはトランジスタＱ３の一方のエミッタが差動するが、
電流源（２０ａ）を動作させて、ブランチ抵抗（２２ａ
）が選択された場合にはトランジスタＱ３の他方のエミ
ッタが動作する。後者の場合のトランジスタＱ３のエミ
ッタは大きいエミッタ帰還抵抗を含み、増幅器（１０）
のオープンループ利得を下げてその安定度を保持する。

以上、本発明による増幅器を好適実施例につき説明した
が、本発明は斯る実施例のみに限定すべきでなく、種々
の変形変更が可能であることが理解されよう。例えばト
ランジスタＱ３は単一エミッタ型のトランジスタであっ
てもよい。

〔発明の効果〕

本発明によると、エミッタ結合型入力段と、帰還形式の
出力段と、両者間にＬＣＲの直列共振回路を接続するこ
とにより、スルーレート及び帯域幅等の性能を殆んど低
下することなく発振その他の動作不安定要因を排除する
ことができる。よって、特にオシロスコープ用垂直増幅
器等の広帯域可変利得増幅器に通用して極めて好適であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による増幅器の一実施例の回路図、第２
図は本発明のＩＣ化に好適な他の実施例の回路図、第３
図は本発明による増幅器を可変利得差動増幅器に通用し
た場合の回路図である。 Ｑｓ　、　Ｑ２　、　　（１６）・・・・・・人力段Ｑ
３　、　ＲＬ、　　（２０）・・・・・・出力段Ｃ１、
Ｒ２、Ｌｔ　　（Ｑ４　、Ｒｃ）”直列共振回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一方のトランジスタのベースに入力信号を印加した
   １対のエミッタ結合トランジスタを含む入力段と、 該入力段の他方のトランジスタのコレクタ・ベース間に
   接続したエミッタフォロワ型出力段と、 上記入力段の上記トランジスタのコレクタに接続した直
   列共振回路と を具える増幅器。 ２、上記直列共振回路のインダクタとしてベースバイア
   スしたトランジスタを用いる特許請求の範囲第１項記載
   の増幅器。 ３、上記出力段のエミッタ抵抗を可変してコレクタ出力
   電流を可変とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載
   の増幅器。 ４、上記人力段、出力段及び直列共振回路より成る増幅
   器を２個使用し、差動入力信号を増幅するようにした特
   許請求の範囲第１項、第２項又は第３項記載の増幅器。