JPS6311100B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は溶接電流波形をアーク溶接に好適する
ものに改善できる交流アーク溶接用電源装置に関
する。

近時、サイリスタ等の電子的スイツチ手段を使
用する交流位相制御回路を出力電流調整手段とし
た交流アーク溶接用電源装置が開発されている。
この装置は、交流位相制御回路の出力を直接出力
すると、溶接電流の極性反転時において電流値が
零の期間、つまり電流零期間が生じこの期間にお
いてアークが消弧してしまい実用性がないので、
通常第１図に示すようにリアクトルを通して出力
するようにしている。

第１図において、１は交流電源、２は交流位相
制御回路、３はアーク溶接負荷である。交流位相
制御回路２はサイリスタ４，５を逆方向に並列接
続したものであつて、各サイリスタ４，５には
夫々リアクトル６を共通に直列に接続している。
なお、アーク溶接負荷３は被溶接物８と電極９を
対向配置し、両者間にアーク１０を発生させるよ
うにしたものである。この種の装置における溶接
電流波形は、一応電流零の期間が発生しない連続
波形となるが、第２図に示すように、極性反転時
における立上りが低い歪んだ波形となる。したが
つて、半サイクルの初期における電流値が小さい
ので、アークの再点弧が円滑に行なわれにくゝ安
定性が欠ける問題がある。また、例えば実用機と
しては、定格300Aのものでは、電流調整範囲が
15A前後から320〜330Aの範囲のものであること
が必要であるが、その電流調整範囲を満すために
はある程度リアクタの容量を小さくしなければな
らず、そうすると、小電流域において前述の電流
零期間が発生するようになり、実用上は電流調整
範囲を前述の幅よりも十分小さくしなければなら
ない問題があつた。

本発明の目的は、溶接電流を広範囲な電流調整
範囲において電流零期間を有しない連続波形にす
ることができると共に、各半サイクルの初期にお
ける立上り特性を急峻なものにすることができ、
アーク再点弧の安定性を増大させることができ、
良好な安定したアーク溶接が行える交流位相制御
回路を備えた交流アーク溶接用電源装置を提供す
るものである。

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

まず、第３図に回路構成を示す実施例を説明す
ると、第３図において、１１は交流電源、１２は
電源スイツチ１３を介して交流電源１１に接続し
た溶接用変圧器、１４は交流位相制御回路、１５
はその交流位相制御回路１４を介して溶接用変圧
器１２に接続したアーク溶接負荷である。交流位
相制御回路１４は１対のサイリスタ１６，１７を
逆並列接続したものであり、そのサイリスタ１
６，１７には夫々リアクトル１８，１９を直列に
接続している。各リアクトル１８，１９には夫々
サイリスタ２０，２１を自己励磁回路として並列
に接続している。

サイリスタ１６，２１には入力電圧（溶接変圧
器１２の出力電圧）viの正の半サイクルにおいて
ゲート信号Ａを給電し、サイリスタ１７，２０に
は入力電圧v_iの負の半サイクルにおいてゲート信
号Ｂを給電するようにしている。ゲート信号Ａ，
Ｂはゲート信号発生回路（図示せず）から発生す
るようにし、入力電圧v_iに対する位相を移相調節
できるようにしている。

なお、アーク溶接負荷１５は被溶接物２２と電
極２３を対向配置し、それらの間にアーク２４を
発生させるようにしたものである。

次に、第４図、第５図及び第１１図、第１２図
を参照して動作について説明する。入力電圧Vi
の正の半サイクルに於いては、或る位相でサイリ
スタ１６，２１がゲート信号Ａによつてオンし、
負の半サイクルに於いては、或る位相でサイリス
タ１７，２０がゲート信号Ｂによつてオンするの
で、アーク溶接負荷１５にはサイリスタ１６−リ
アクトル１８の回路と、サイリスタ１７−リアク
トル１９の回路を交互に通つて溶接電流iwが流
れる。

ここで、リアクトルを介して負荷に電流を流す
回路に於けるリアクトルの動作につつて、第１１
図及び第１２図を参照して詳述する。

第１１図に示す位相制御角T₁でサイリスタ１
６に点弧信号Ａが与えられ、サイリスタ１６が導
通すると、溶接電流iwは第１２図ａに示すよう
に、溶接変圧器１２の端子S₁、サイリスタ１６、
リアクトル１８、アーク負荷Raおよび溶接変圧
器１２の端子S₂に流れる。この時の溶接変圧器１
２、リアクトル１８、およびアーク負荷Raの極
性は第１２図ａに示す通りでVi＞iw・Raとなつ
て、リアクトル１８にはVi−iw・Ra（＝Ｌdi／dt） の起動力が図の極性で発生し、第１１図に於ける
T₁−T₂間の斜線で示した部分イに相当するエネ
ルギーが蓄えられる。

次に時間が経過したT₂−T₃の期間ではVi＜
iw・Raになるが、第１２図ｂに示すように、リ
アクトル１８は−Ｌdi／dtなる起動力を発生し、先 に蓄えたエネルギーを放出するため、溶接電流
iwはT₁−T₂期間と同一方向に流れ続ける。

更に時間が経過して位相制御角T₃になると、
入力電圧Viの極性は反転し、第１２図ｃに示す
如く逆になるが、リアクトル１８に蓄えたエネル
ギーを引続き放出するため、T₃−T₄期間ではT₂
−T₃期間と同一方向に溶接電流iwを流し続ける
ことになる。

次に位相制御角T₄に達すると、サイリスタ１
７に点弧信号Ｂが与えられ、サイリスタ１７が導
通すると、第１２図ｄに示すように溶接電流iw
は溶接変圧器１２の端子S₂、アーク負荷Ra、リ
アクトル１９、サイリスタ１７、溶接変圧器１２
の端子S₁に流れる。

また点弧信号Ｂはサイリスタ２０にも与えられ
るため、このサイリスタ２０が導通すると、リア
クトル１８は未だ放出しきつていないエネルギー
をサイリスタ２０を通じる閉回路内に於いて放出
するが、サイリスタの順方向の抵抗（Rth）及び
リアクトルの内部抵抗（R_L）が小さいため、こ
の閉回路内に於けるエネルギー消費Ｗ＝（i₁₈）²
（Rth＋R_L）は極めて小さく、溶接電流iwが反転
する負荷の半サイクルの期間、つまりT₄−T₇の
期間で殆ど消費されない。

またこの時点でのアーク負荷Raおよびリアク
トル１９の極性は第１２図ｄとなり、リアクトル
１８の極性はサイリスタ１６のカソード側電位が
プラスとなり、またサイリスタ１６のアノード側
は溶接変圧器１２の端子S₁が既にマイナスとなつ
ているため、サイリスタ１６はターンオフとな
る。

以下、位相制御角T₄以降T₅、T₆………の時間
経過に対し、上述と同様の動作が繰返される。

ところで、このように負荷にリアクトルを介し
て電流を流す回路では、その電流の値がリアクト
ルの磁束に対応する起磁力から導かれるので、第
４図に示す磁化特性曲線に従う値となる。

また、このような回路では、 入力電圧の瞬時値＝リアクトル端子間電圧の瞬時値＋負
荷電圧の瞬時値 の関係式を満足しなければならないため、リアク
トル磁束は入力電圧Viの瞬時値と負荷電圧の瞬
時値とが等しくなる位相までは増大するが、その
位相を越えると減少し始める。

従つて、このような磁束の変化に対応して溶接
電流iwも変化することになる。

そして、リアクトル１８，１９の容量を適当に
選定しておくことによつて、例えば入力電圧Vi
の正の半サイクルに於いて、サイリスタ１６、リ
アクトル１８を通して流れる正方向の電流を次の
負の半サイクルにまで引伸して流すことができ
る。

すなわち、第５図ｂ，ｃに示すようにゲート信
号Ａ、又はＢがそれぞれの対応する正、又は負の
半サイクル内に於いて消滅しても、第５図ｄ，ｆ
に示すようにサイリスタ１６又は１７を次の半サ
イクルの位相まで引続きオン状態に保持できる。

そして、サイリスタ１６，１７は、各リアクト
ル１８，１９に並列に接続されたサイリスタ２
０，２１がターンオンして、各リアクトル１８，
１９内を自己誘導によつて流れる電流i₁₈，i₁₉が
リアクトル１８，１９とサイリスタ２０，２１に
よつて構成される閉回路内に拘束され、かつアー
ク溶接負荷１５側に流れるのを禁止されたタイミ
ングでターンオフする。

一方、サイリスタ２０，２１は、サイリスタ１
６，１７がゲート信号Ａ，Ｂによつてトリガされ
てオン動作し、逆方向の入力電圧Viが印加され
たタイミングでターンオフする。

したがつて、サイリスタ１６，２１及びサイリ
スタ１７，２０は第５図ｄ，ｆに示すようにゲー
ト信号Ａ，Ｂの立上りタイミングに同期してオ
ン、オフする。

ところで、前記閉回路内に拘束された電流i₁₈，
i₁₉はその閉回路内を環流してリアクトル１８，
１９を一定の磁化状態に励磁つまり自己励磁す
る。

そして、リアクトル１８，１９の端子電圧は略
零で殆ど減衰しないため、サイリスタ２０，２１
がターンオフしてその拘束状態を解く次の半サイ
クルまで一定値を保持することになる。

さて、前述のようにリアクトル１８，１９は直
列するサイリスタ１６，１７がオフの非電圧印加
期間に於いて一定の磁化状態に固定されているの
で、そのサイリスタ１６，１７がオンし、かつ並
列するサイリスタ２０，２１がオフする電圧印加
期間に於いては、その磁化状態が前述の固定され
た磁化状態を出発点として前述のように入力電圧
Viの変化に従つて変化することになる。

すなわち、第４図に於いて、点Q₁を磁化固定
位置、点Q₂を最大磁化位置とすれば、リアクト
ル１８，１９の磁化状態はいずれも点Q₁，Q₂の
間を磁化特性曲線に従つて往復する、つまり第４
図に示すように磁束がφ₁、φ₂の間で変化、それ
によつて電流i₁₈，i₁₉がA₁、A₂の間で同じように
変化することになる。

そして、アーク溶接負荷１５に流れる溶接電流
iwは前記電圧印加期間に於いてリアクトル１８，
１９に流れる電流i₁₈，i₁₉を合成したものである
から、第５図ｈに示すような波形のものになる。

また前記電圧印加期間において、リアクトル１
８，１９に流れる電流i₁₈，i₁₉の初期値はサイリ
スタ２０，２１で前記閉回路に拘束した時の電流
値と等しいから、その拘束電流値を適当に設定す
ることによつて、換言すればリアクトル１８，１
９の容量とサイリスタ２０，２１をオンさせる位
相、つまりゲート信号Ａ，Ｂの発生位相によつて
決まるから、ゲート信号Ａ，Ｂの発生位相を移相
調節することによつて、アーク再点弧に好適する
ものとなる。したがつて、溶接電流iwを極性反
転時において瞬時にアーク再点弧に好適な電流値
まで立上る例えば方形波と正弦波を重畳したよう
な波形にすることができるので、アーク再点弧の
安定性が高く、安定したアーク溶接が行える。ま
た極性反転時において電流零期間が発生しないか
ら電流調整を広範囲に亘つて行うようにしてもア
ーク再点弧の安定性をそのまゝ維持することがで
きるものである。なお、第３図に示す装置をアル
ミの交流TIGアーク溶接に使用する場合はゲート
信号Ａ，Ｂの発生位相を互に独立に制御できるよ
うにすればよい。

すなわち、交流TIGアーク溶接によつてアルミ
を溶接する場合、正、負対称の交流電圧をアーク
溶接負荷に給電すると、溶接電流波形が直流分を
含む正、負非対称な波形になることが知られてい
る。この現象は、被溶接物表面の酸化被膜除去作
用、いわゆるクリーニング作用が得られる被溶接
物が陰極のときの、つまり正の半波の電流値が減
少することによつて生じるもので、これによつて
クリーニング作用が低下して溶接に悪影響が生じ
ると共に直流分の存在で溶接変圧器の１次、２次
側が過負荷状態となり、巻線を焼損する危険性も
増大する。ところが、前述のようにゲート信号
Ａ，Ｂの発生位相を独立に制御できるようにすれ
ば、例えばサイリスタ１７，２０の導通期間を一
定に保持し、サイリスタ１６，２１の導通期間を
増大していけば、溶接電流の正の半波における電
流値を増大することができるので、正、負の各半
波の電流値を等しくし、アルミの交流TIGアーク
溶接特有の前述した問題を解消できるものであ
る。しかも、リアクトル１８，１９に自己励磁回
路としてサイリスタ２０，２１を並列に接続して
いるので、前述したように、極性転換時に溶接電
流が一定値まで一気に立上る溶接電流波形とする
ことができるので、安定した状態でアルミの交流
TIGアーク溶接が実施できるものである。第６図
は、前述したアルミの交流TIGアーク溶接を実施
した場合の波形図である。

次に、第７図に回路構成を示す実施例を説明す
る。

この実施例は、第３図に示す実施例における自
己励磁回路中に可変インピーダンス素子として可
変抵抗２５，２６を直列に介挿した、つまりリア
クトル１８，１９の自己励磁回路としてサイリス
タ２０，２１と可変抵抗２５，２６を直列接続し
たものであつて、他の回路構成は同じものであ
る。

このような構成であると、前述の実施例と同
様、サイリスタ２０，２１がオンすると、リアク
トル１８，１９を流れる電流ｉ１８，ｉ１９は自
己励磁回路と各リアクトル１８，１９との閉回路
中に拘束されるが、この場合は自己励磁回路中に
サイリスタ２０，２１のみならず、可変抵抗２
５，２６が含まれるので、前記電流は時間の経過
にしたがつて減衰する。また、可変抵抗２５，２
６の抵抗値とアーク溶接負荷１５の抵抗値との抵
抗比によつてアーク溶接負荷１５側にも分流する
ようになる。勿論、可変抵抗２５，２６の抵抗値
はアーク溶接負荷１５の抵抗値に較べて非常に小
さな値に選定するので、自己励磁回路での電流の
減衰は微小であり、またアーク溶接負荷１５側へ
の分流も微小である。

しかし、リアクトル１８，１９を流れる電流ｉ
１８，ｉ１９は前述の減衰及び分流によつて、前
記実施例の場合とは多少異なり、第８図ａ，ｂに
示すように、サイリスタ２０，２１がオフの期間
における電流の立ち上りが若干遅れ、かつその電
流の立上りレベルがサイリスタ２０，２１をオン
にした時のレベルよりも若干低下する。そのた
め、サイリスタ２０，２１がオフしている期間に
おける電流ｉ１８，ｉ１９の合成である溶接電流
iwも第８図ｃに示すように、極性反転時の電流
の立上り、立下りが若干緩るやかなものに変化す
る。この溶接電流iwの各半サイクルの電流立上
り、立下り特性は可変抵抗２５，２６の抵抗値に
よつて制御でき、例えば第９図に拡大して示すよ
うに可変抵抗２５，２６の抵抗値R₁、R₂、R₃に
応じて変化する。なお、第９図においては、R₁
＜R₂＜R₃である。この様に、溶接電流iwの極性
転換時の電流立上り、立下り特性を制御すること
によつて、その波形をアークの再点弧が安定に行
なわれると共にスパツタの発生を抑制した最適な
ものに調整できるものである。続いて、第１０図
に回路構成を示す実施例を説明する。

この実施例は前述した第３図に示す実施例に切
換スイツチ２７，２８，２９，３０及びダイオー
ド３１を付加することにより、前記実施例をその
切換スイツチの操作で前述した交流アーク溶接用
としては勿論、直流アーク溶接用としても使用で
きるようにしたものである。なお、第１０図にお
いて各切換スイツチ２７，２８，２９，３０の切
換接点をａ側に切換えておけば交流アーク溶接用
として使用でき、ｂ側に切換えておけば直流アー
ク溶接用として使用できる。また、切換スイツチ
２８は直流アーク溶接用として使用する場合に出
力調整用スイツチとして働せることができ、ダイ
オード３１は溶接用変圧器１２の出力電圧の瞬時
値よりもリアクトル１８，１９両端の瞬時値が大
きくなつたときにおいてリアクトルの電磁エネル
ギーがアーク溶接負荷で消費され、電流値が減衰
するのを防止し、リツプル分の少ない平滑な直流
電流を得るためのいわゆる環流用ダイオードとし
て作用する。

なお、前記各実施例においてはサイリスタを逆
並列接続した交流位相制御回路を備えるものであ
つたが、他の回路構成、或は他の電子的スイツチ
手段を用いる交流位相制御回路を備えるものにも
本発明は適用し得るものである。

以上の説明で明らかなように、本発明は交流位
相制御回路で位相制御される極性の異なる各電流
をそれぞれ異なるリアクトルに通電するように
し、その各リアクトルに励磁回路を付設してお
き、非電圧印加期間においてその励磁回路で前記
リアクトルを所定の磁化状態に励磁しておき、電
圧印加期間において、その磁化状態に応じた電流
が即流れるようにし、極性反転時に零電流期間が
生じないようにしているので、広範囲に亘つて電
流調整を行え、しかもアーク再点弧の安定性を維
持することができる交流アーク溶接用電源装置を
提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の交流アーク溶接用電源装置の一
例を示す回路図、第２図は同装置の溶接電流波形
図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第
４図はリアクトルの磁化特性曲線図、第５図は同
実施例の要部の電流、電圧波形図、第６図は同実
施例の交流TIGアーク溶接時の要部の電流電圧波
形図、第７図は本発明の他の実施例を示す回路
図、第８図は同実施例の要部の電流波形図、第９
図は同実施例の溶接電流の拡大波形図、第１０図
は本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。第１１図は同実施例のリアクトルの作用を説
明する波形図、第１２図ａ〜ｄは同実施例のリア
クトルの作用を説明する回路図である。 １４……交流位相制御回路、１６，１７，２
０，２１……サイリスタ、１８，１９……リアク
トル。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 溶接変圧器と、この溶接変圧器の２次側と溶
   接負荷との間に介挿される互いに半導体スイツチ
   ング素子を逆並列に接続した交流位相制御回路
   と、この交流位相制御回路のそれぞれの半導体ス
   イツチング素子に直列に接続されるリアクトル
   と、上記各リアクトルに並列に接続され該リアク
   トルに直列に接続された上記半導体スイツチング
   素子が非導通状態にある期間該リアクトルを磁化
   状態に保持しておく半導体スイツチング素子を備
   えた励磁回路と、上記各半導体スイツチング素子
   にゲート信号を出力して個々の半導体スイツチン
   グ素子の導通位相を制御するゲート信号発生回路
   とを具備してなることを特徴とする交流アーク溶
   接用電源装置。 ２ 上記励磁回路が各リアクトルに並列に接続さ
   れた半導体スイツチング素子のみによつて該リア
   クトルの両端間を短絡するようにしたものである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の交
   流アーク溶接用電源装置。 ３ 上記励磁回路が各リアクトルの両端間に接続
   した半導体スイツチング素子とインピーダンス素
   子との直列回路であることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の交流アーク溶接用電源装置。 ４ 上記インピーダンス素子が可変インピーダン
   ス素子であることを特徴とする特許請求の範囲第
   ３項記載の交流アーク溶接用電源装置。