JPS63117663A - 自励式コンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、自励式コンバータにおいてスイッチングトラ
ンジスタの駆動電流及び駆動電圧の制御手段を改善した
ものに関する。特に、簡略な回路構成により高効率、か
つ幅広い制御範囲を得ることを可能とした自励式コンバ
ータに関する。

〔従来の技術〕

第４図に従来の自励式コンバータの回路図を示す。この
コンバータ回路は、１次側励磁巻線１．１次側リセット
巻線２．２次巻線３．３次巻線Ｎ３．４次巻線Ｎ４およ
び５次巻線Ｎ５を有する主変圧器４とスイッチングトラ
ンジスタ５と起動抵抗６とトランジスタＱ２からなる自
励発振回路と、ダイオードＤｉ、Ｄ２と平滑チョークＬ
１および平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路７と
検出抵抗ＶＲと、過電圧検出回路及び４次巻線の出力電
圧制御用トランジスタＱ３、ダイオードＤ３．Ｄ４で構
成される。

この自励式コンバータについて説明する。１次側入力端
子Ｖ１から起動抵抗６を通してスイッチングトランジス
タ５のベースに順バイアス電流が加えられると、スイッ
チングトランジスタ５は導通を開始し、励磁巻線１とス
イッチングトランジスタ５のベース巻線Ｎ４の再生作用
を通じて、５は一気に導通する。このあと、主変圧器４
の磁気的飽和により、５のコレクタ電流は減り始め、再
び再生作用を通じて、５のコレクタ電流は一気に遮断さ
れ、５はオフ状態となる。３次巻線Ｎ３の制御用トラン
ジスタＱ３およびＤ３は、過電圧検出回路８の動作によ
りインピーダンスを変化させ、Ｑｌのオフ期間における
フライバック電圧を変化させる事により５のオフ期間を
制御する。トランジスタＱ２及び５次巻線Ｎ５はオフ期
間において、スイッチングトランジスタ５のベースエミ
ッタ間を逆方向にバイアスした場合の逆バイアスベース
電流を積極的に加える。

〔発明が解決しようとする問題点〕

この様に、従来の自励式コンバータでは、オフ期間を制
御する為に３次巻線を設け、主変圧器のフライバック電
圧を制御する為、制御の範囲が狭く、回路構成も複雑に
なるという欠点を有していた。そこで本発明は、上記の
ような従来の欠点を解決した自励式コンバータを提供す
る事を目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は１次巻線、２次巻線及び帰還巻線を有する主変
圧器とスイッチングトランジスタからなる自励発振回路
と、該自助発振回路の発振出力を直流化する２次側整流
平滑回路と１次側入力整流平滑回路とにより構成される
自励式コンバータにおいて、前記帰還巻線の一端をコン
デンサを介して接地し、前記帰還巻線の同じ一端と前記
１次側入力整流平滑回路の出力端の間に制御用トランジ
スタを接続し、前記帰還巻線の他端と前記スイッチング
トランジスタのベースとの間に抵抗及びダイオードを接
続し、前記２次側整流平滑回路の出力電圧の変動に応じ
て、前記制御用トランジスタのインピーダンスを変化さ
せることにより前記スイッチングトランジスタのベース
電流およびベース・エミッタ電圧を制御し出力電圧を安
定化した事を特徴とする自励式コンバータ。

すなわち、従来の自励式コンバータにおける上記の問題
を解決する為の手段としては、フライバック電圧によら
ずオン期間あるいはオフ期間を可変する方法が考えられ
る。本発明は、スイッチングトランジスタのオン期間を
一定にし、オフ期間を制御用トランジスタとコンデンサ
による電荷の蓄積時間により主変圧器がフライバック電
圧を発生している期間と無関係に、出力電流及び入力電
圧の変動に対応し、出力電圧を一定にする様制御する事
を特徴とする自励式コンバータである。

〔実施例〕

第１図に本発明の一実施例の回路図を示す。第２図はこ
の回路図における各部の動作波形を示したものである。

本発明の動作原理を説明する。

初め、スイッチングトランジスタ５のベース電流は制御
用トランジスタ９を通ってベース巻線１０を通り、抵抗
Ｒからスイッチングトランジスタ５のベース・エミッタ
を通して直流電流として流れる。この時スイッチングト
ランジスタ５のコレクタ電流は、励磁巻線１を通ってス
イッチングトランジスタ５のコレクタ・エミッタ間を流
れ始め、１次側励磁巻線１とベース巻線１０の間の正帰
還によりスイッチングトランジスタ５は一気に導通する
。この時ベース巻線１０の両端には正の起電力が発生し
、スイッチングトランジスタ５が順バイアスされるので
、ベース電流■８はコンデンサＣを通して更に流れ、第
２図に示す様にＣとＲの時定数によって次第に減少する
。■。はベース電流Ｉ、のｈＦＥ倍より大きく、スイッ
チングトランジスタ５は飽和領域で動作しているが、Ｉ
ｏから２次側のインダクタンスのため次第に増加してい
き、上述の様にベース電流が減少していく事によりＩＣ
＝ＩＩｌｈＦ！となる時点が存在する。この時点からス
イッチングトランジスタ５は能動領域で動作し始め、Ｉ
Ｃは減少し始めるので、１次側励磁巻線１とベース巻線
１０の正帰還作用により、スイッチングトランジスタ５
は一気にカットオフ（遮断）する。　以上の様にしてオ
ン期間が決定する。スイッチングトランジスタ５がオフ
し電力が発生し、Ｃを通してスイッチングトランジスタ
５を逆バイアスする。この時、■、はピーク電流となっ
て流れ、同時に、コンデンサＣは入力電圧■、から制御
用トランジスタ９を通って電流が流れるのでＣの両端電
圧は次第に上昇する。スイッチングトランジスタ５のベ
ースエミッタ電圧■、はベース巻線１０の両端電圧と、
コンデンサＣの両端電圧との和であるから、第２図に示
すように■■は次第に上昇し、スイッチングトランジス
タ５のベース・エミッタ間におけるスレッショルド（闇
値）電圧に達した時、再びスイッチングトランジスタ５
はオン状態となる。オフ期間におけるコンデンサＣの両
端電圧の上昇は、制御用トランジスタ９のコレクタ電流
によって制御されるので、制御用トランジスタ９のベー
ス電流を制御する事により、オフ期間の制御、すなわち
オン期間が一定なので、実質的にオンデユーテイ比の制
御が可能となり、出力電圧が制御出来る。図において、
出力電圧が■。より上昇すると、過電圧検出回路が動作
し、制御用トランジスタ９のベース電流を制御するので
、制御用トランジスタ９のコレクタ電流は減少し、スイ
ッチングトランジスタ５のオフ期間を増大させ出力電圧
を下げるという動作を行なう。

第３図は、過電圧検出回路及び定電圧制御回路の具体的
な実施例である。ＶＲ，Ｃ４，Ｒ７およびシャントレギ
ュレータ１１は過電圧検出回路８を構成し、Ｒ２，Ｒ３
，Ｒ４，Ｒ３，Ｒ４によって定電圧制御回路１２を構成
する。過電圧検出回路と定電圧制御回路の間の結合は、
光結合素子１３により行なう。２次側出力電圧が■。よ
り高くなるとシャントレギュレータ１１が過電圧を検出
し、光結合素子１３の入力側に電流が流れる。この時、
光結合素子１３の出力端の抵抗が減少し、Ｒ３の両端電
圧が低下する為、制御用トランジスタ９のコレクタ電流
が減少し、オフ期間を増大させ、出力電圧を一定に保つ
。また、第３図中、Ｒ２は、温度による制？［ＩＩ用ト
ランジスタ９のｈＦＥ変動の影響を少なくする為の帰還
抵抗である。

〔発明の効果〕

この制御方式で、スイッチングトランジスタ５のベース
電流はほとんどコンデンサＣを通して流れるので、スイ
ッチングトランジスタ５のドライブ電力が従来のものに
比べて小さいという利点がある。また、回路方式につい
ても、従来の自励式コンバータに比べ簡単であり、且つ
、スイッチングトランジスタ５のオン期間がほぼ一定で
、オフ期間は、フライバック電圧と無関係に設定出来る
という利点がある為、制御範囲も幅広くとれるという効
果がある。

以上のように、本発明によれば、従来の自励式コンバー
タに比べ、回路構成が簡略化でき、スイッチングトラン
ジスタのベース制御電力を少なくでき、効率の高い自励
式コンバータにする事ができる。また、従来の自励式コ
ンバータに比べ、幅広い制御範囲を得る事もできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例における自励式コンバータ
の回路図、第２図は第１図の回路におけるスイッチング
トランジスタのコレクタ電流、ベース電流、ベースエミ
ッタ電圧、コレクタエミッタ電圧の波形図、第３図は、
第１図の過電圧検出回路及び定電圧制御回路の一実施例
を示す回路図、第４図は従来の自励式コンバータの回路
図を示す。 １・・・１次側励磁巻線、２・・・１次側リセット巻線
、３・・・２次巻線、４・・・変圧器、５・・・スイッ
チングトランジスタ、６・・・起動抵抗、７・・・整流
平滑回路、８・・・過電圧検出回路、９・・・制御用ト
ランジスタ、１０・・・ベース巻線、１１・・・シャン
トレギュレータ、楚 第２図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）１次巻線、２次巻線及び帰還巻線を有する主変圧
   器とスイッチングトランジスタからなる自励発振回路と
   、該自励発振回路の発振出力を直流化する２次側整流平
   滑回路と１次側入力整流平滑回路とにより構成される自
   励式コンバータにおいて、前記帰還巻線の一端をコンデ
   ンサを介して接地し、前記帰還巻線の同じ一端と前記１
   次側入力整流平滑回路の出力端の間に制御用トランジス
   タを接続し、前記帰還巻線の他端と前記スイッチングト
   ランジスタのベースとの間に抵抗及びダイオードを接続
   し、前記２次側整流平滑回路の出力電圧の変動に応じて
   、前記制御用トランジスタのインピーダンスを変化させ
   ることにより前記スイッチングトランジスタのベース電
   流およびベース・エミッタ電圧を制御し出力電圧を安定
   化した事を特徴とする自励式コンバータ。
2. （２）前記制御用トランジスタのエミッタと１次側入力
   整流平滑回路の出力端との間に帰還抵抗を接続し、制御
   用トランジスタの温度による直流電流増幅率の変動によ
   る影響を少なくした事を特徴とする特許請求の範囲第１
   項目記載の自励式コンバータ。
3. （３）前記制御用トランジスタのベースと入力整流平滑
   回路の出力端及び接地端との間に２つの抵抗を直列に接
   続し、出力端側抵抗の両端に光結合素子の出力端を接続
   し、および上記光結合素子の入力端を２次側整流平滑回
   路の出力端に接続した過電圧検出回路に接続する事を特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の自励式コンバータ
   。