JPS631187A - デジタルくしフイルタを用いたヴイデオカラ−デコ−ダおよびデコ−ド方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデジタルくしフィルタを用いたヴィデオ力う−
デコーダおよびデコード方法に関し、１個以上のテレビ
ジョン標準方式の信号を処理して広域輝度出力信号を得
ることができる。

実ａ例においては４フイールドフレームメモリを用いた
デコーダからのデジタル輝度信号および色差信号を用い
て、動きの検出ならびに適合性ライン内挿に特に有効な
技術を提供している。

考」Ｕえ陛 テレビジョン信号は現在殆んど“コード化”した形で放
送されている。すなわち、赤、緑および青の信号より成
るもとのカラー画像は、ＰＡＬ、、ＮＴＳＣあるいはＳ
ＥＣＡＭ、あるいはその変形の標準方式によってコンポ
ジット信号に符号化される。

これら方式は主として放送のために開発されたものであ
って、色黒テレビジョン放送との適合性を考慮してその
特性が決定されている。従って、多（の装置を用い、か
つ、特性劣化を最小におさえるようにして映像信号を処
理するスタジオ内では理想的なものとはいえない。

現在これら装置の多くはデジタル的に記憶し処理する技
術を用いているので、”　ＲＧＢ”（赤、緑、青）や“
ＹＵＶ”　（マトリクスＲＧＢであって“コード化”方
式で使用する３個の信号）のような“信号成分”を単位
として動作し、ヴィデオ信号はデジタルＰＣＭとして装
置間を伝送される新しいヴィデオ標準方式を導入するこ
とが好ましい。従って、コード化されたアナログ信号と
信号成分との間のインタフェースによって従来のアナロ
グ信号を信号成分の形でさらに処理できることが望まれ
ている。

このインタフェースはコード化システムと同様に従来か
ら存在しているが（たとえばＲＧＢ信号を最終的に必要
とするカラーテレビジョン受信機において）、デコード
方法の改良としてコード化信号標準方式に固有の妥協点
の故に信号成分に導入される特性劣化を除くより巧妙な
デコード技術が望まれている。現在のコード化フォーマ
ットでの主たる妥協点のひとつは、コード化カラー信号
が白黒標準の帯域内に含まれ、カラー情１（Ｕ、■成分
）をヴィデオ帯域の上方にある副搬送波に変調しなけれ
ばならないことである。この共通の帯域は信号成分間の
クコストークとなり、コード化方式の特徴となっている
。

このような現象は一般にクロスカラーおよびクロス輝度
と称せられ、その−例は高周波画像の精細な領域にあら
れれるしま模様である（クロスカラー）。

簡単なデコーダでは、輝度信号と色差信号とを単に主た
る周波数帯域にもとづいて分離し、輝度情報はスペクト
ルの低域部分を占有し色差情報は高域部分を占有してい
るとみなしている。

この技術は基本的には家庭用テレビジョンに適用された
ものであるが、上述の欠点がある。

さらに巧妙なものはアナログくしフィルタを用いて輝度
信号と色差信号とを分離している。

スペクトルの同一部分を占有している信号を分離する際
に、数本の隣接する走査ラインが非常に似かよった情報
を有している時ヴィデオ信号に含まれる情報の冗長性を
利用することによって信号分離の困難性を解決している
。しかしながら、ラインにもとづいたくしフィルタの動
作にとっては、情報理論が示しているように一般的に余
分の色差情報はクロストークの発生なくしては独立した
信号としては導入され得ないことを強調しなければなら
ない。

狐迷９１プ」）邪」どＬ仁乞外Δ没肚 コード化信号に対して動作するＰＡＬアナログくしフィ
ルタデコーダの開発経過は多くの文献に紹介されている
。これらのデコーダは３ライン“アパチャー”を用いて
いる。３ラインアパチヤ一方式では、三本の連続したヴ
ィデオラインを、もとの真中のヴィデオラインの輝度信
号および色差信号にできるだけ近づけた信号として分離
するように処理している。この方法はＮＴＳＣおよびＰ
ＡＬ方式で定められた副搬送波色信号周波数とライン周
波数との関係にもとづいた方法であり、ＳＥＣＡＭ方式
ではくしフィルタは使用できない。

ＰＡＬアナログくしフィルタデコーダは、国際放送技術
昔語の１９８４年３月号の“くしフィルタデコーダとい
う記事に記載されている。

また、従来のこの方式はＳＭＰＴＥジャーナルの第８７
巻（１９７８年１０月）の“簡単なアナログくしフィル
タを用いたＰＡＬカラー画像の改善”という記事に記載
されている。

これら記事に記載された方式は良い結果を得ているが、
他の方法が望ましい点もいくつかある。すなわち、 （ａ）３本のヴィデオラインに同時にアクセスするため
に、入力信号を各々正確に１ライン遅延する（あるいは
特別な設計で惑密に要求されている遅延量）２個の遅延
素子に適さなければならない、−般にこの遅延はガラス
遅延線あるいは電荷結合デバイスを使用しているが両者
とも完全に満足するものでない。すなわち、ガラス遅延
線はその遅延および他のパラメータが温度に依存し、多
反射を起こし、搬送波で変調した信号によって駆動する
必要があり、この信号は受信側で増幅された後に復調す
る必要がある。

３本のうちの真中のラインが遅延されると、遅延線を通
過することによる特性劣化が主たる信号路に生じ、正確
なくしフィルタは特性を得るための正確な振幅と位相と
のマツチングをある時間の間維持するのが困難である。

（′ｂ）従来の設計かられかるように、くしフィルタの
動作に対して種々の信号を濾波し信号路のマツチングを
とるのに多大なアナログ処理を必要としている。このた
めセットアツプ手順に時間がかかり、アナログ回路の安
定性が良くなければならず、位相関係とライン周期の異
なるＮＴＳＣおよびＰＡＬの両方式に対してくしフィル
タの使用を困難としている。

（ｃ）　　信号をある時間遅延させる場合にとって好ま
しい方法はデジタル処理である。アナログ信号を後の処
理でデジタルフレームメモリに記憶するためにデジタル
化する時には特に望ましい。デジタルデバイスが低価格
となり複雑な機能を有するようになったので、デジタル
信号処理は同等のアナログ信号処理に比較して魅力のあ
るものとなり、主たる利点は自動テストや故障検出の容
易さ、セットアツプの短縮および長期間の安定性である
。他の利点はＮＴＳＣおよびＰＡＬ方式でのくしフィル
タに必要な遅延は、これら方式のライン周期に与えられ
たクロック数によって正確に得ることができることであ
る。

本発明によるデジタルくしフィルタを用いたヴィデオカ
ラーデコーダは、ヴィデオカラー人力信号Ｉｃｖの低域
輝度成分である第１のアナログ信号Ｙ１を得る第１手段
と、ヴィデオカラー人力信号Ｉｃｖの高域輝度成分と色
成分である第２のアナログ信号Ｙｈｃを得る第２手段と
、第２のアナログ信号Ｙｈｃを同期復調してＢ−Ｙ色差
成分信号Ｕ、とＲ−Ｙ色差成分信号Ｖ１（ここでＢおよ
びＲはＲＧＢ信号の通常の呼称である）とを得る第３手
段と、第１のアナログ信号Ｙｌをデジタル化してこれと
等価なデジタル信号Ｙｄｌを得る第１のアナログデジタ
ルコンバータ（ＡＤＣ）と、（Ｂ−Ｙ）および（Ｒ−Ｙ
）色差成分信号Ｕ１および■１をデジタル化する第２の
アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、第１のデジ
タル信号Ｙｄｌの１ライン遅延を行う第１のデジタル遅
延手段と、色差成分信号Ｕ１およびＶｌの１ライン遅延
を行って１ライン遅延した色差成分信号Ｕ０およびＶｏ
を得る第２のデジタル遅延手段と、色差成分信号Ｕ０お
よびＶｏの１ライン遅延を行ってさらに１ライン遅延し
た色差成分信号Ｕ−，およびＶ−Ｉを得る第３のデジタ
ル遅延手段と、−定の色情報を排除するとともに、各色
差成分信号Ｕ１、ＵｏおよびＵ−Ｉの少なくとも２個の
関数として高域輝度信号Ｙｕを与える加算手段と、−定
の色情報を排除するとともに、各色差成分信号■１Ｖ０
および■−１の少なくとも２個の関数として高域輝度信
号Ｙｖを与える加算手段と、符号化された（Ｂ−Ｙ）副
搬送波基準位相信号のサイン波と符号化された（Ｒ−Ｙ
）副搬送波基準位相信号のコサイン波とを各々あらわす
デジタルのサイン波およびコサイン波基準信号ＴＪｒｅ
ｆおよびＶｒｅ　ｆを発生する手段と、信号Ｙｕ、Ｙｖ
と各々のサイン波およびコサイン波基準信号Ｕｒｅｆ、
Ｖｒｅｆとの積を得るデジタル手段と、これらの積を加
算してデジタル高域輝度成分信号Ｙｈを得る手段と、そ
してデジタル信号Ｙｄｌとデジタル信号Ｙｈとを加算し
てデジタル広域輝度出力信号Ｙｄを得る手段とより成る
。

好ましい実施例においては、前記デジタル高域輝度信号
（Ｙ　ｕ　％　Ｙ　ｖ）は、遅延していない色差成分（
Ｕ１、Ｖ１）、１ライン遅延した色差成分（Ｕ０、Ｖ０
）および２ライン遅延した色差成分（Ｕ−１、Ｖ−１）
によってあられされる３本のヴィデオラインの各色差成
分信号の関数から得られ、この関数は遅延していない色
差成分信号（ｔＬ　、Ｖ＋　）と２ライン遅延した色差
成分信号（Ｕ−いｖ−１）との和の半分を１ライン遅延
した色差成分信号（Ｕｏ、Ｖ。）から引いたものである
。この実施例は１個以上のテレビジョン標準方式すなわ
ち、ＮＴＳＣおよびＰＡＬ標準方式の信号を処理するの
に用いる。

好ましい実施例においては、ＮＴＳＣおよびＰＡＬヴィ
デオ信号システムから選択された入力信号を受け、前記
第１および第２アナログ信号ＹｌおよびＹｈｃを得る第
１および第２手段は、ＮＴＳＣおよびＰＡＬモードで動
作するために切替え可能となっている。

好ましい実施例においては、前記第３手段に対して自動
利得制御（ＡＧＣ）ループを有し、デジタル化された高
域輝度成分信号Ｙｈを（ＡＧＣループ利得の逆をあらわ
す信号を受信して）スケーリングを行う信号スケール手
段を有する。

好ましくは、高域輝度信号Ｙｈの残余色成分を検出して
２個のしきい値と比較し、データセレクタを制御する制
御信号を発生する手段を有し、前記データセレクタは高
域輝度信号Ｙｈに対して３個のモードのあるモードで動
作し、第１のモードではこの輝度信号をそのまま通過さ
せ、第２のモードでは振幅を半分にし、第３のモードで
は輝度信号を阻止し、また第１のモードは前記残余成分
が第１のしきい値以下に対応し、第２のモードは２個の
しきい値間に対応し、そして第３のモードは第２のしき
い値以上に対応している。

ＰＡＬ方式の入力信号を処理する他のモードとして使用
される別な実施例では、前記デジタル高域輝度信号（Ｙ
ｕＸＹｖ）は、遅延していない色差成分（Ｕ、　、Ｖ、
）と２ライン遅延した色差成分（Ｕ−３、■−３）とで
あられされる２本のヴィデオラインの色差成分信号の関
数から得られ、この関数は２ライン遅延した色差成分信
号（Ｕ−１、Ｖ−ｔ）と遅延していない色差成分信号（
Ｕ、　、ｖ、）との差の半分である。

本発明の他の特徴によれば、デジタル広域輝度信号を与
えるヴィデオカラー信号のデコード方法は、 （ａｌ　　ヴィデオカラー人力信号Ｉｃｖを第１のアナ
ログフィルタ手段を通すことによって、ヴィデオカラー
人力信号Ｉｃｖの低域輝度成分をあらわす第１のアナロ
グ信号Ｙ１を得、（ｂｌ　　遅延してきた入力信号Ｉｃ
ｖからアナログ信号Ｙ１を引く第２手段にカラー人力信
号Ｉｃｖを通すことによって、ヴィデオカラー人力信号
ＩＣＶの高域輝度成分と色成分とをあらわす第２のアナ
ログ信号Ｙｈｃを得、 （ｃ）第２のアナログ信号Ｙｈｃを同期復調して、（Ｂ
″−Ｙ）色差成分信号Ｕ１と（Ｒ−Ｙ）色差成分信号Ｖ
、とを与え（ここでＢおよびＲはＲＧＢ信号の通常の呼
称である）、 （ｄｌ　　第１のアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ
）手段を用い、第１のアナログ信号Ｙ１をデジタル化し
てこれに等価なデジタル信号Ｙｄｌをつくり、 ｔｅｌ　　第２のアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ
）手段を用い、（Ｂ−Ｙ）および（Ｒ−Ｙ）色差成分信
号ｔＪ＋、Ｖ＋をデジタル化し、（ｆｌ　　第１のデジ
タル遅延手段を用い、第１のアナログ信号Ｙｌに１ライ
ン遅延を与え、（ｇｌ　　第２のデジタル遅延手段を用
い、色差成分信号Ｕ　＋　、Ｖ　ｌに１ライン遅延を与
えて色差成分信号Ｕ０、Ｖ０を得、 （ｈｌ　　第３のデジタル遅延手段を用い、色差成分信
号Ｕ０、■。にさらに１ライン遅延を与えて色差成分信
号Ｕ−，、Ｖ−１を得、 （１）加算手段を用いて一定の色情報を排除するととも
に、各色差成分信号Ｕ１、Ｕ０およびυ−５の少なくと
も２個の関数として高域輝度信号Ｙｕを与え、 （ｊ）　　加算手段を用いて一定の色情報を排除すると
ともに、各色差成分信号Ｖ、　、Ｖ。およびＶ−、の少
なくとも２個の関数として高域輝度信号Ｙｖを与え、 （ｋ）　　符号化された（Ｂ−Ｙ）副搬送波基準位相信
号のサイン波と符号化された（Ｒ−Ｙ）副搬送波基準位
相信号のコサイン波とを各々あらわすデジタルのサイン
波およびコサイン波基準信号ＵｒｅｆおよびＶｒｅｆを
発生し、（１）　　信号Ｙｕ、Ｙｖと各々のサイン波お
よびコサイン波基準信号Ｕｒｅｆ、Ｖｒｅｆとの積を得
、 （（社）　これらの積をデジタル的に加算してデジタル
高域輝度成分信号Ｙｈを得、そして＋ｎｌ　　デジタル
信号Ｙｄｌとデジタル信号Ｙｈとを加算してデジタル広
域輝度出力信号Ｙｄを得るステップより成る。

好ましい方法においては、ステップ（１１および（ｊ）
において、前記デジタル高域矧度信号（Ｙｕ、Ｙｖ）は
遅延していない色差成分（ｕ＋　、Ｖ、）、１ライン遅
延した色差成分（Ｕｏ　、Ｖ（１”）および２ライン遅
延した色差成分（Ｕ−０、Ｖ−１）によってあられされ
る３本のヴィデオラインの各色差成分信号の関数から得
られ、この関数は遅延していない色差成分信号（Ｌｌｌ
　、ｖ、　）と２ライン遅延した色差成分信号（Ｕ−１
、■−６）との和の半分を１ライン遅延した色差成分信
号（Ｕｏ　、Ｖｏ　）から引いたものである。

ＰＡＬ信号を処理する他の方法においては、ステップ（
１）および（」）において、前記デジタル高域輝度信号
（Ｙｕ、Ｙｖ）は、遅延していない色差成分（Ｕ＋　、
Ｖ＋　）と２ライン遅延した色差成分（Ｕ−１、Ｖ−１
）とであられされる２本のヴィデオラインの色差成分信
号の関数から得られ、この関数は２ライン遅延した色差
成分信号（Ｕ−１、Ｖ−５）と遅延していない色差成分
信号（ｕ＋　、Ｖ、）との差の半分である。

以下本発明の例示としての実施例を図面を参照して説明
する。

ましい・施例の説■ 第１図はヴィデオカラーデコーダの回路の概略を示す。

ＰＡＬあるいはＮＴＳＣコード化ヴィデオカラー信号Ｉ
ｃｖ　（帯域外雑音除去のためにすでに帯域制限されて
いる）は、位相補償ローパスフィルタを通過する。フィ
ルタのカットオフ周波数は輝度および色差エネルギーの
主たる領域にヴィデオスペクトルを分割するよう選択さ
れている。ＰＡＬおよびＮＴＳＣ方式は異なった副搬送
波周波数を用いるので、各システムに適したカットオフ
周波数を２個の切替可能なフィルタで使用する必要があ
る。

人力信号Ｉｃｖは、ローパスフィルタ１での遅延と等し
い遅延を有する広帯域アナログ遅延線２にも入力される
。ＮＴＳＣフィルタはＰＡＬフィルタよりも非常に大き
い遅延を有しているので、ＮＴＳＣモードで動作する時
は遅延線２に余分な補償用の（アナログ）遅延線を導入
する必要がある。

信号Ｉｃｖの低域輝度成分をあらわすローパスフィルタ
１の出力信号Ｙｌは輝度スペクトルの低周波部分を含み
、非常に小さな色差情報を含んでいる。この信号Ｙ１は
アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）３によって８ビ
ットＰＣＭにデジタル化される。デジタル化の前に、信
号Ｙｌは補償用アナログ遅延トリマ４によって小さな遅
延を与えられる。アナログ遅延トリマ４によるこの付加
的遅延は、後のデジタル遅延が１３．５Ｍ１ｌｚのサン
プリング周期の整数倍の遅延のみしか導入できないので
、輝度信号Ｙｌの遅延と色差チャネルＵＳＶ　＜後述す
る）の遅延と正確にマツチングしなければならないから
必要となる。

フィルタ１０信号Ｙｌと遅延線２の信号ｒｃＶは差動増
幅器５に入力されて引算を行ない、信号ＹｈＣをつくる
。この信号Ｙｈｃは、信号Ｙｌと相補的であって色差情
報と高周波輝度情報とを含む信号Ｉｃｖのスペクトル部
分をあられしている。信号Ｙｈｃをローパスフィルタｌ
の出力信号Ｙ１に加算するともとの全域のコード化信号
（ｃｖを再度つくれることがわかる。

差動増幅器５の出力信号Ｙｈｃは、バーストロックド発
振器６と同期後調器７，８とに入力され、これらはＮＴ
ＳＣあるいは“面素”なＰＡＬのデコーダを形成してい
る。当業者にとって明らかなように、発振器６は４．４
３ＭＨｚあるいは３．５８ＭＨｚのＰＡＬあるいはＮＴ
ＳＣの副搬送波周波数での４個の発振器より成る。増幅
器５の信号Ｙｈｃは発振器６に入力され、ゲート基準バ
ースト信号として用いられる。同様に発振器６はバース
トロックド基準信号Ｂを出力する。

同期復調は、（セットアツプを減少させるためのデジタ
ル分周を有した）４倍の副搬送波周波数基準発振器を用
いることによって（Ｂ−Ｙ）および（Ｒ−Ｙ）復調器７
．８の基準信号ＦおよびＧを出力している。システムマ
イクロプロセッサ（図示せず）はデジタル位相制御信号
Ｐをつくり、信号の位相を補正することによってシステ
ムの全動作モードでの正確なデコーダ基準軸Ｆ、Ｇを得
ている。システムマイクロプロセッサはデコーダのＰＡ
ＬとＮＴＳＣモード間の切替えを信号Ｘによって容易に
するために用いられている。

ＰＡＬモードで動作する時はＲ−Ｙ基準軸はバーストパ
ルスと同期して切替えられる。復調器７．８のＲ−Ｙお
よびＢ−Ｙ出力を表わす信号ＵおよびＶはローパスフィ
ルタ９．ｌＯで濾波されて高次の復調成分が除去される
。Ｂ−ＹおよびＲ−Ｙ信号Ｕ１■は、次に、輝度チャネ
ルと同一のサンプリング周期（１３，５ＭＨｚ）で動作
する８ビツトＡＤＣであるアナログデジタルコンバータ
（ＡＤＣ）１１．１２で信号Ｕ１、■１をつ（るために
デジタル化される。

復調前に、“高域”信号Ｙｈｃは高域自動利得制御（Ａ
ＧＣ）増幅器１３に入力される。ＡＧＣ増幅器１３の利
得制御信号はＡＤＣＩＩ、１２から得られる。デジタル
化されたＲ−ＹおよびＢ−Ｙ信号Ｕ、　、Ｖ１を用いる
ことによってＡＧＣループを確立している。このシステ
ムは代表的な信号状態に対して高域チャネルの最適分解
能を可能とするとともに、たとえば、１００％カラーパ
ーのように色差信号の大振幅を処理できるようにしてい
る。もとの信号振幅はスケール率で乗算することによっ
て後に再構成でき、このスケール率は増幅器１３の利得
の逆数を測定してＡＧＣループ内で得られる。この値は
スローＡＤＣ（図示せず）において符号のない８ビツト
値にデジタル化される。ＡＧＣシステムは１００％カラ
ーパーに適切な値の２倍に利得を増加することができる
。

ＡＤＣＩＩ、１２のデジタル化されたＲ−ＹおよびＢ−
Ｙ信号Ｕ、および■１はデジタル遅延線１５．１６によ
ってデジタル的に１ライン遅延させられて“真中の”ラ
イン信号Ｕｎ、Ｖ。

を得、さらにデジタル遅延線１７．１８によってデジタ
ル的にもう１ライン遅延させられて第３のライン信号Ｕ
−いｖ−Ｉを得て、処理用アパチャーに用いる。同様に
、ＡＤＣ３のデジタル化された信号Ｙｄｌはデジタル遅
延線１４によって１ライン遅延させられる。これによっ
て真中のラインの低域輝度信号Ｙ０に寄与する。

算術処理のために、遅延されないＢ−Ｙ信号をＵ、であ
られし、遅延されないＲ−Ｙ信号を■１であられし、１
回遅延されたＢ−Ｙ信号をＵｏであられし、１回遅延さ
れたＲ−Ｙ信号をＶｏであられし、２回遅延されたＢ−
Ｙ信号をＵ−、であられし、２回遅延されたＲ−Ｙ信号
をＶりであられし、１回遅延されたＹ信号をＹｏであら
わす。

加算ユニット２３および２４で処理を行ってデジタル高
域輝度信号ＹｕおよびＹｖを得る。

この処理によって Ｙ　ｕ　＝　ＵＯ（Ｕ−１＋　Ｕｌ　）　／　２とＹ　
ｖ　＝　Ｖｏ　　　　（Ｖ−＋　＋　Ｖ＋　　）／　２
との信号が得られる。

Ｂ−ＹおよびＲ−Ｙ基準軸に対応したサインおよびコサ
イン信号Ｕｒｅｆ、Ｖｒｅｆが発生器１９によって発生
する。この発生器は一対の２ｋＸ１２ビットＲＯＭより
成り、システムのサンプリング周期で発生するカウンタ
システムからのアドレスより成る信号Ｌ２を受ける。位
相比較器２０は発生器１９からのＢ−Ｙ軸周波数および
位相信号Ｖｒｅｒをバーストロックド基準発振器６のそ
れにロックする。比較器２０はバーストロックド基準発
振器６からバーストロックド基準信号Ｂを受ける。位相
比較器２０は１３．５ＭＨｚサンプリング周期信号Ｅを
つくるヴィデオクロツタ出力（ＥＢＵクロック＞　ＶＣ
Ｏ２１の周波数を制御する。これによって遅延線１５〜
１８の遅延は非常に正確に制御できる。

なぜならば、サンプリング周期をライン周波数よりもむ
しろ副搬送波周波数にロックすると、とりわけ雑音の多
い入力信号にロックすると、非常に安定性が高くなるか
らである。

しかし、タイミング信号のすべてはライン位相ロックを
必要とする。まず１３．５ＭＨｚ　Ｖ　ＣＯ２１をライ
ン位相比較器（図示せず）からの信号Ｌｌによって制御
できるようにする。そこでスイッチ２２を第１の位置Ｐ
１に設定してライン位相比較器の信号Ｌ１をＶＣＯ２１
と結合してＰ１位置でのライン位相ロックを行う。この
ライン位相ロックを得ると、スイッチ２２をＰ２位置に
設定して副搬送波周波数ロックモード（前述したモード
）に入る。このモードでは非常に精細なライン位相調整
を行うことができる。

これは“精細ライン位相調整”としての信号Ｌ２を発生
器１９に入力することによって行なわれる。実際上、発
生器１９内のルックアップＲＯＭに対しである期間アド
レスインクレメントを変更して、ライン位相に対するサ
イン波の位相を変化させる。これらの統合的な基準信号
が基準副搬送波にロックされるので、ライン位相は変化
する。ロックを自動的に行うには、ライン位相比較器（
図示せず）から得られる信号Ｌ２であって、前回のフィ
ールドで測定された平均ライン位相にもとづいてもし必
要ならばフィールドのスタートで行なわれる小さな位相
調整を行う信号を用いる。ライン位相誤差が所定制限値
を超える場合には、このロックモードは、誤差が制限値
以内に収まって機制御が再確立されるまで、単純なライ
ン位相制御に戻る。

Ｂ−Ｙ基準サイン波Ｕｒｅｆの瞬時値をあらわすデジタ
ル値は乗算器２５によって Ｙｕ＝Ｕｏ−（Ｕ−＋＋Ｕ＋　）／２ と乗算される。Ｒ−Ｙ基準サイン波Ｕｒｅｆの対応する
デジタル値は乗算器２６によってＹ　Ｖ　＝　Ｖ’６　
　　（Ｖ−＋　＋　Ｖ＋　）　／　２と乗算される。

乗算器２５．２６は２個の１２Ｘ１２ビット符号つき乗
算器である。乗算器２５．２６での積はユニット２７で
加算される。アパチャー内の３本のラインがコード化前
と同じＹ、ＵおよびＶ成分の情報を含んでいると、乗算
器２５．２６の信号はＵもしくは■成分を含んでいない
ことが容易にわかる。この場合、広域輝度があることに
よって外側の２本のライン（Ｕ＋　ＳＵ−１）と（Ｖ、
　、Ｖ−υの貢献度の合計は打消され、真中のライン（
Ｕ０、Ｖ０）の貢献度のみを残すこととなる。従って全
体の処理は簡略化され、すべての高域Ｙ情報を２本の直
交復号軸Ｕｒｅｆ、Ｖｒｅｆに対して“復調゛し、つぎ
に同じ軸に対して乗算器２５．２６を用いて“再変調”
する。このように再構成された信号は高域輝度信号Ｙｈ
でありすべての一定の色差情報を除去していることがわ
かる。

Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃの場合、ＵおよびＶ成分の正味の貢献度
は零であるが、高域輝度Ｙｈは３本のラインすべてから
の貢献度を受は再構成された高域輝度振幅を倍にするこ
とが判明した。ＮＴＳＣモードで動作する時には補償用
の２の除算回路２９．３０を図示するように挿入してい
る。

いずれのモードでも得られた高域輝度信号Ｙｈは第３の
乗算器２８において再度スケーリングを行い、入力ＡＧ
Ｃシステムの補償を行っている。すなわち、乗算器２８
のスケーリング入力レベル信号は（前述したように）Ａ
ＧＣ増幅器１３から得る。この信号Ｙｈは次にデータセ
レクタ３２に入力される。セレクタ３２は　（１）信号
をそのまま通すか、ｆ２１．１ビツトシフトダウンして
通す、すなわち利得Ａとして通すか、（３）信号を通さ
ない。セレクタ３２の後、Ｙｈ倍信号ユニット３３に入
力され、ここで同様に遅延された低域種度信号Ｙｄｌと
加算されて広域くしフィルタ通過の輝度信号Ｙを得ると
ともに、広域範囲を可変とされている。

デジタル遅延線１５．１６の（１ライン遅延された）色
差信号Ｕ０および■。はスケーリング信号Ｓを用いて乗
算器３５でデジタル的に結合されて信号Ｚを与えている
。信号Ｚは乗算器３６で再度スケーリングされ後の処理
（たとえば動き検出および適合性内挿による標準変換）
に用いる色差信号を与える。乗算器３６は（輝変信号の
乗算器２８と同様に）入力ＡＧＣループの増幅器１３か
ら得られるスケーリングレベル信号Ｓを受けて色差信号
を再度スケーリングする。

以上システムをＮ　Ｔ　Ｓ　ＣあるいはＰＡＬ入力信号
間で、たとえば、フィルタ１、広帯域遅延線２、バース
トロックド発振器６および補償用２の除算回路２９．３
０で適用する場合を説明した。これによってＮＴＳＣあ
るいはＰＡＬヴィデオ信号の処理が容易に選択できる。

デジタル的にヴィデオ信号を処理するくしフィルタデコ
ーダを第１図を参照して説明した。

このデコーダは特に４個のフィールドを記憶するフレー
ムメモリを有する装置に適用して有効である。このデコ
ーダのデジタル１変信号Ｙと色差信号Ｕ、■と、４個の
フィールド用メモリとを用いて、動き検出および適合性
内挿（たとえば標準変換）に好適に用いる方法を以下に
説明する。

３木のラインのアパチャーに対して同種でない情報が与
えられる場合、異なった輝度および色差情報を考慮して
システム性能の分析をしなければならない。

Ａ、　なった托度（Ｙ）　　− ＮＴＳＣモードでは広域信号Ｙは３本のラインのアパチ
ャーに対して２５％、５０％および２５％の貢献度より
構成されるとみなすことができる。これは代表的なアナ
ログ設計と等価であって、ある種の対角状高周波（たと
えば、走査ライン間で１８０度位相をシフトさせる周波
数）を処理するとき零をつ（る。

ＰＡＬモードにおいては、外側のラインの高域信号Ｙに
対する貢献度は、前述した従来技術に記載された”ＰＡ
Ｌモディファイア”システムによってつくられるものと
等価な変換を受けるものとして示される。真の結果とし
て、偽像信号が２フイールド毎に位相を反転し、広域信
号Ｙを同じタイプの２フイールドに対して平均できるな
らばこれら偽（Ｒ信号は打消されＰＡＬコーダに現われ
るもとのＹ信号のみを与えることを意味する（すなわち
完璧なくしフィルタ）。

上述のデコーダは４個のフィールドのフレームメモリを
与える装置に適用できる。４フイールドメモリを用いる
と、この特性（偽像信号の除去）を利用できる。静止画
像を処理するとき、特定のラインへの等しい貢献度が２
個の連続するフレームから得られることによって可能で
ある。

このことは適合性データ処理を可能とするためには動き
検出システムを使用することが要求される。

Ｂ、異なった色差（Ｕ、■）成＼ もしコード化されたし、■情報が３本のラインに対して
実質的に異なるならば、アナログ設計の場合と同じく、
Ｕ、■貢献度の打消しはできない。このことは、信号Ｕ
、■（ユニット２３．２４からの）をユニ・ノド３４に
入力することによって検出できる。ユニット３４は、高
周波輝度（副搬送波周波数に近いものを除く）の影響を
除くローパスフィルタ（平均値化）より成り、さらに２
個のしきい値に対する残余色差信号の絶対値を評価する
比較器手段より成る。

ユニット３４内の比較器手段はデータセレクタ３２に制
御信号Ｃ２を与える。この制御信号Ｃ２は、第１の低い
しきい値を超える残余色差信号（Ｕ、■）に対して、デ
ータセレクタ３２を×各モードに切替えて、通常の利得
のＡでＹｈの再構成を行う。同様に制御信号は、第２の
しきい値を超える残余色差信号（Ｕ、■）に対して、デ
ータセレクタ３２をＸＯモードに切替えて、Ｙｈを完全
に抑圧する。このことは、くしフィルタの故障が検出さ
れた時のアナログ設計でのノツチあるいはローパスフィ
ルタの導入に対応している。

且主檎里 前述したようにくしフィルタの特性は後の動き検出の適
合性処理でその特質をいかす。しかしＰＡＬの場合には
、くしフィルタでのＹ信号からの動き検出は、ある場合
には困難となる。

なぜならば２フイールド毎に位相を反転させる偽像信号
成分が対角状周波数を含む静止画像に動きがあると指示
しがちであるからである。

後の動き検出（４フイールドのフレームメモリを与える
上述の装置において）のために、Ｙ１出出力分を用いる
。ＰＡＬモードでは、データをメモリから読みだしなが
ら４個のフィールドすべてのＹｌ、Ｕおよび■データを
解析することによって動き検出を行っている。２個のフ
ィールドのＹｌ値を比較して（両フィールドを解析して
）、信号の広域部分は、２個のラインからの値（Ｕ＋Ｖ
）あるいは（Ｕ−Ｖ）値と比較することによって解析す
る。この値は静止画像の大概の場合静的として示され、
＋／−の決定は当刻ラインのＰＡＬスイッチの状態によ
る。

色差くしフィルタ くしフィルタは、当初、４個の連続するフィールドのラ
インにアクセスするライン内挿システムを導入する必要
のある装置に適用されるものであるが、色差内挿システ
ムを改良して垂直輝度周波数のクロスカラーのない色差
信号を与えることがより直接的である（色差くしフィル
タ）。

第２図は４個の入力ライン上のＵおよび■信号に通用さ
れ、位置Ｘでの出力ラインを統合する内挿アパチャーを
示す。関数の対象性の故に、なんら他のものを加えるこ
となくこの関数によってＵおよびＶのＮＴＳＣ＜Ｌフィ
ルタの使用ができることがわかる。

しかし、ライン間のさらに複雑なＵおよび■の軸回転（
第４図の４ラインＰＡＬ軸シ一ケンス図参照）によって
、ＰＡＬ入力の場合はさらに処理を必要とする。

このシーケンスの結果、高域輝度垂直周波数によってつ
くられるＵおよび■チャネルの信号は、４個の異なった
ＰＡＬラインの位相特性を併なってつくられる。たとえ
ば、Ａタイプのラインでチャネルにつくられる信号はＣ
タイプのラインで同一チャネルにつくられる信号と逆相
である。

チャネルに導入される正味の信号は、逆相のＡラインと
Ｃラインおよび逆相のＢラインとＤラインに割り当てら
れた内挿係数の差に依存していることがわかる。さらに
、Ｕチャネルに導入されるクロストークの各位相に対し
て、■チャネルに導入されてくる同一位相の前後のライ
ンがある（Ａ、Ｂ、ＣおよびＤのシーケンスが継続する
ものとして）ことがわかる。従って、第２図の関数の係
数から容易に得られるアパチャー関数であって、他のチ
ャネルの４本のラインに適用するとクロスカラーを打消
し、Ｕから■へおよび■からＵへのクロストークを導入
する関数があることがわかる。

第２図に示すライン係数に通したクロストークアパチャ
ー関数および４ラインＰＡＬシーケンスが第３図に示さ
れている。係数の平均値は零であるので、ＵおよびＶチ
ャネル間の全ＤＣクロストークはなく、ＹからＵへおよ
びＹからＵへのクロストーク（クロスカラー）の打消し
は逆相のライン対に割当てられた係数の差によって行な
われる。

Ｕおよび■データは同一処理チャネルに時分割マルチプ
レクスによって内在されるので、Ｕおよび■チャネル間
のクロストークは容易に導入される。Ｙｌサンプルとこ
れに対応するくしフィルタで濾波された広域Ｙサンプル
との間に差があるときにのみクロストークが導入される
。

二組のサンプルが同一かあるいは殆んど同一である場合
には、アパチャーに同類でない色差情幸ｕが存在するた
めにくしフィルタ故障検出器３４がデータセレクタ３２
によってＹｈをカットオフさせているか、あるいは、入
力信号に事実上Ｙｈが存在しない場合である。前者の場
合ＵからＶあるいは■からＵへのクロストークは望まし
くなく、後者の場合はいずれも不要である。

■皇旦人旦輝工ふ旦ヱエｙ久ｉ二上 −定の色差情報を排除するのに３木のラインのうち２本
のラインのみを用いてＹｕおよびＹｖの処理をもできる
。この方法はＰＡＬ人力に対する別なモードであって、
コード化信号の２ライン等価構成に対応する。ある種の
対角状周波数が打消され、かつ、３ラインの場合にはな
い他の歪みがあるので輝度特性が甚しく劣化するが、こ
のモードは入力信号の差動位相歪みによって発生する一
定色差の不完全な打消しに対してもとのシステムを処理
する時に好ましい。

ＹｕおよびＹｖは以下のようになる。

Ｙｕ””　（Ｕ−＋−ＬＬ　）／２、 Ｙｖ＝　（Ｖ−＋−■＋　）／２ これは真中のラインの貢献度Ｕｏ、Ｖ。をディスエーブ
ルとして、Ｕ　−＋および■−１の貢献度の符号を反転
することによって簡単に行える。

しかし、真中のラインのＵおよび■軸成分の位相が対応
する外側ラインの位相と同じでないので、ＵおよびＶの
デジタル基準サイン波発生器の位相を９０度進めて、か
つ、これらに供給されるＰＡＬスイッチ信号の符号を反
転する必要がある。

このモードでの処理は、高域輝度が外側の２本のライン
の平均値から得られるコード化信号でのくしフィルタと
等価なものである。明らかなように、この処理は高周波
垂直周波数（ライン間で同じである）を与えられた時は
もとの周波数からの変位はないが、高周波垂直周波数が
変位すると、打消しが増加してライン毎に九十度で零が
存在し、さらに変位すると、輝度高域成分が反転して再
出現することとなる。垂直性に対する振幅対角度の関数
はコサイン関数であるので、等価な“コード化”設計は
時には′２ラインコサインくしフィルタ”と呼ばれてい
る。

このモードを使用する時、くしフィルタの故障にもとづ
く適合性関数を展開してライン毎に９０度の零を超える
非垂直高周波輝度周波数の発生を検出して、反転した輝
度を抑圧することが望ましい。

このことはＰＡＬからＮＴＳＣへの変換において行うこ
とが特に好ましい。なぜならば、ライン毎に１８０”の
零が発生する最大のものはライン位相関係に対してＮｒ
ｓｃｉ＋Ｉ搬送波に正確に対応し、このような輝度成分
は有益な情報を含んでいなくとも反転によってＮＴＳＣ
方式の信号に対してクロスカラーの影響がかなりある。

この要求を考慮した故障検出システムを展開するために
、デジタルローパスフィルタ３４への入力は前取って処
理される。この処理は、現在の処理とあいまって３ライ
ンアパチヤーの輝度信号位相の相関を評価できるととも
に、データセレクタ３２に要求される制御信号をつくっ
て前述したように種々な減衰レベル間の清めらかな遷移
を行う。

もとの動作モードでの“くしフィルタの故障１適合性ロ
ジックは、数ラインの対応点でのユニット３４の出力を
考慮して同一でない色差周波数と副搬送波色周波数に近
い高周波輝度周波数との差をとりだすことによって改善
されている。

これは単一ピッｌ−１ライン遅延線をさらに２個加える
ことによって行っている。

【図面の簡単な説明】

第１図はデコーダ回路の概略図、第２図は色差アパチャ
ー関数を示す図、第３図は色差クロストーク係数を説明
する図、そして第４図はＰＡＬ色差信号の４ラインシ一
ケンス図である。 １・・・・・・ローパスフィルタ、 ２・・・・・・遅延線、 ３・・・・・・ＡＤコンバータ、 ４・・・・・・アナログ遅延トリマ、 ５・・・・・・差動増幅器、 ６・・・・・・発振器、 ７．８・・・・・・同期復調器、 ９．１０・・・・・・ローパスフィルタ、１１、１２・
・・・・・ＡＤコンバータ、１３・・・・・・増幅器、 １４、１５．１６．１７．１８・・・・・・遅延線、２
３、２４・・・・・・加算ユニット、２０・・・・・・
位相比較器、 ２５、２６．２８．３５・・・・・・乗算器、２７・・
・・・・加算ユニット、 ３２・・・・・・データセレクタ。 手続補正Ｖ１（自発） １．事件の表示　　昭和６２年特許Ｈ第８８５９７号３
、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 ７ベスコ　ピー　エル　シー 代表者　ノー　ジャレット ４、代理人 〒１１１（１）８６２−４９７７（代）東京都台東区蔵
前３丁目１＠４号 パンダイ蔵前ビル２階 （８１３６）弁理士高田修治 ５、補正の討宋

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）ヴィデオカラー入力信号Ｉｃｖの低域輝度成分で
   ある第１のアナログ信号Ｙ１を得る第１手段と、 ヴィデオカラー入力信号Ｉｃｖの高域輝度成分と色差成
   分である第２のアナログ信号Ｙｈｃを得る第２手段と、 第２のアナログ信号Ｙｈｃを同期復調してＢ−Ｙ色差成
   分信号Ｕ＿１とＲ−Ｙ色差成分信号Ｖ＿１（ここでＢお
   よびＲはＲＧＢ信号の通常の呼称である）とを得る第３
   手段と、 第１のアナログ信号Ｙ１をデジタル化してこれと等価な
   デジタル信号Ｙｄ１を得る第１のアナログデジタルコン
   バータ（ＡＤＣ）と、（Ｂ−Ｙ）および（Ｒ−Ｙ）色差
   成分信号 Ｕ＿１およびＶ＿１をデジタル化する第２のアナログデ
   ジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、 第１のデジタル信号Ｙｄ１の１ライン遅延を行う第１の
   デジタル遅延手段と、 色差成分信号Ｕ＿１およびＶ＿１の１ライン遅延を行っ
   て１ライン遅延した色差成分信号Ｕ＿０およびＶ＿０を
   得る第２のデジタル遅延手段と、色差成分信号Ｕ＿０お
   よびＶ＿０の１ライン遅延を行ってさらに１ライン遅延
   した色差成分信号Ｕ−＿１およびＶ＿−＿１を得る第３
   のデジタル遅延手段と、 一定の色情報を排除するとともに、各色差成分信号Ｕ＿
   １、Ｕ＿０およびＵ＿−＿１の少なくとも２個の関数と
   して高域輝度信号Ｙｕを与える加算手段と、 一定の色情報を排除するとともに、各色差成分信号Ｖ＿
   １、Ｖ＿０およびＶ＿−＿１の少なくとも２個の関数と
   して高域輝度信号Ｙｖを与える加算手段と、 符号化された（Ｂ−Ｙ）副搬送波基準位相信号のサイン
   波と符号化された（Ｒ−Ｙ）副搬送波基準位相信号のコ
   サイン波とを各々あらわすデジタルのサイン波およびコ
   サイン波基準信号ＵｒｅｆおよびＶｒｅｆを発生する手
   段と、 信号Ｙｕ、Ｙｖと各々のサイン波およびコサイン波基準
   信号Ｕｒｅｆ、Ｖｒｅｆとの積を得るデジタル手段と、 これらの積を加算してデジタル高域輝度成分信号Ｙｈを
   得る手段と、そして デジタル信号Ｙｄ１とデジタル信号Ｙｈと を加算してデジタル広域輝度出力信号Ｙｄを得る手段と
   より成る、デジタルくしフィルタを用いたヴィデオカラ
   ーデコーダ。
2. （２）前記デジタル高域輝度信号（Ｙｕ、Ｙｖ）は、遅
   延していない色差成分（Ｕ＿１、Ｖ＿１）、１ライン遅
   延した色差成分（Ｕ＿０、Ｖ＿０）および２ライン遅延
   した色差成分（Ｕ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）によってあら
   れされる３本のヴィデオラインの各色差成分信号の関数
   から得られ、この関数は遅延していない色差成分信号（
   Ｕ＿１、Ｖ＿１）と２ライン遅延した色差成分信号（Ｕ
   ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）との和の半分を１ライン遅延し
   た色差成分信号（Ｕ＿０、Ｖ＿０）から引いたものであ
   る特許請求の範囲第１項記載のヴィデオカラーデコーダ
   。
3. （３）ＮＴＳＣおよびＰＡＬヴィデオ信号システムから
   選択された入力信号を受け、前記第１および第２アナロ
   グ信号Ｙ１およびＹｈｃを得る第１および第２手段は、
   ＮＴＳＣおよびＰＡＬモードで動作するために切替え可
   能となっている特許請求の範囲第１項あるいは第２項記
   載のヴィデオカラーデコーダ。
4. （４）前記第３手段に対して自動利得制御（ＡＧＣ）ル
   ープを有し、デジタル化された高域輝度成分信号Ｙｈを
   （ＡＧＣループ利得の逆をあらわす信号を受信して）ス
   ケーリングを行う信号スケール手段を有する特許請求の
   範囲第１項から第３項のいずれかに記載のヴィデオカラ
   ーデコーダ。
5. （５）高域輝度信号Ｙｈの残余色成分を検出して２個の
   しきい値と比較し、データセレクタを制御する制御信号
   を発生する手段を有し、前記データセレクタは高域輝度
   信号Ｙｈに対して３個のモードのあるモードで動作し、
   第１のモードではこの輝度信号をそのまま通過させ、第
   ２のモードでは振幅を半分にし、第３のモードでは輝度
   信号を阻止し、また第１のモードは前記残余成分が第１
   のしきい値以下に対応し、第２のモードは２個のしきい
   値間に対応し、そして第３のモードは第２のしきい値以
   上に対応している特許請求の範囲第１項から第４項のい
   ずれかに記載のヴィデオカラーデコーダ。
6. （６）前記デジタル高域輝度信号（Ｙｕ、Ｙｖ）は、遅
   延していない色差成分（Ｕ＿１、Ｖ＿１）と２ライン遅
   延した色差成分（Ｕ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）とであらわ
   される２本のヴィデオラインの色差成分信号の関数から
   得られ、この関数は２ライン遅延した色差成分信号（Ｕ
   ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）と遅延していない色差成分信号
   （Ｕ＿１、Ｖ＿１）との差の半分である特許請求の範囲
   第１項記載のヴィデオカラーデコーダ。
7. （７）（ａ）ヴィデオカラー入力信号Ｉｃｖを第１のア
   ナログフィルタ手段を通すことによって、ヴィデオカラ
   ー入力信号Ｉｃｖの低域輝度成分をあらわす第１のアナ
   ログ信号Ｙ１を得、（ｂ）遅延してきた入力信号Ｉｃｖ
   から第１のアナログ信号Ｙ１を引く第２手段にカラー入
   力信号Ｉｃｖを通すことによって、ヴィデオカラー入力
   信号Ｉｃｖの高域輝度成分と色成分とをあらわす第２の
   アナログ信号Ｙｈｃを得、 （ｃ）第２のアナログ信号Ｙｈｃを同期復調して、（Ｂ
   −Ｙ）色差成分信号Ｕ＿１と（Ｒ−Ｙ）色差成分信号Ｖ
   ＿１とを与え（ここでＢおよびＲはＲＧＢ信号の通常の
   呼称である）、（ｄ）第１のアナログデジタルコンバー
   タ （ＡＤＣ）手段を用い、第１のアナログ信号Ｙ１をデジ
   タル化してこれに等価なデジタル信号Ｙｄ１をつくり、 （ｅ）第２のアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）手
   段を用い、（Ｂ−Ｙ）および（Ｒ−Ｙ）色差成分信号Ｕ
   ＿１、Ｖ＿１をデジタル化し、 （ｆ）第１のデジタル遅延手段を用い、第１のアナログ
   信号Ｙ１に１ライン遅延を与え、（ｇ）第２のデジタル
   遅延手段を用い、色差成分信号Ｕ＿１、Ｖ＿１に１ライ
   ン遅延を与えて色差成分信号Ｕ＿０、Ｖ＿０を得、 （ｈ）第３のデジタル遅延手段を用い、色差成分信号Ｕ
   ＿０、Ｖ＿０にさらに１ライン遅延を与えて色差成分信
   号Ｕ＿−＿１、Ｖ＿−＿１を得、（ｉ）加算手段を用い
   て一定の色情報を排除するとともに、各色差成分信号Ｕ
   ＿１、Ｕ＿０およびＵ＿−＿１の少なくとも２個の関数
   として高域輝度信号Ｙｕを与え、 （ｊ）加算手段を用いて一定の色情報を排除するととも
   に、各色差成分信号Ｖ＿１、Ｖ＿０およびＶ＿−＿１の
   少なくとも２個の関数として高域輝度信号Ｙｖを与え、 （ｋ）符号化された（Ｂ−Ｙ）副搬送波基準位相信号の
   サイン波と符号化された（Ｒ−Ｙ）副搬送波基準位相信
   号のコサイン波とを各々あらわすデジタルのサイン波お
   よびコサイン波基準信号ＵｒｅｆおよびＶｒｅｒを発生
   し、（ｉ）信号Ｙｕ、Ｙｖと各々のサイン波およびコサ
   イン波基準信号Ｕｒｅｆ、Ｖｒｅｆとの積を得、 （ｍ）これらの積をデジタル的に加算してデジタル高域
   輝度成分信号Ｙｈを得、そして （ｎ）デジタル信号Ｙｄｌとデジタル信号Ｙｈとを加算
   してデジタル広域輝度出力信号Ｙｄを得るステップより
   成る、デジタル広域輝度信号を与えるヴィデオカラー信
   号のデコード方法。
8. （８）ステップ（ｉ）および（ｊ）において、前記デジ
   タル高域輝度信号（Ｙｕ、Ｙｖ）は、遅延していない色
   差成分（Ｕ＿１、Ｖ＿１）、１ライン遅延した色差成分
   （Ｕ＿０）Ｖ＿０）および２ライン遅延した色差成分（
   Ｕ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）によってあらわされる３本の
   ヴィデオラインの各色差成分信号の関数から得られ、こ
   の関数は遅延していない色差成分信号（Ｕ＿１、Ｖ＿１
   ）と２ライン遅延した色差成分信号（Ｕ＿−＿１、Ｖ＿
   −＿１）との和の半分を１ライン遅延した色差成分信号
   （Ｕ＿０、Ｖ＿０）から引いたものである特許請求の範
   囲第７項記載のデコード方法。
9. （９）ステップ（ｉ）および（ｊ）において、前記デジ
   タル高域輝度信号（Ｙｕ、Ｙｖ）は、遅延していない色
   差成分（Ｕ＿１、Ｖ＿１）と２ライン遅延した色差成分
   （Ｕ＿−＿１、Ｖ＿−＿１）とであらわされる２本のヴ
   ィデオラインの色差成分信号の関数から得られ、この関
   数は２ライン遅延した色差成分信号（Ｕ＿−＿１、Ｖ＿
   −＿１）と遅延していない色差成分信号（Ｕ＿１、Ｖ＿
   １）との差の半分である特許請求の範囲第７項記載のデ
   コード方法。