JPS63124793A - 振動モータの電力供給制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、共振ピストン型のコンプレッサ装置を駆動す
る振動モータへの電力供給を制御する装置であって、電
源から振動モータに交流電流を供給する回路を具えた制
御装置に関するものである。

本発明は斯る制御装置が設けられた共振ピストン型のコ
ンプレッサ装置にも関するものである。

斯る制御装置及びコンプレッサ装置は米国特許第４３４
５４４２号明細書から既知である。

既知のコンプレッサ装置においては、ピストンをリニア
モータとして構成された振動モータによりシリンダに対
し振動運動させて駆動している。

この振動運動の周波数は略々一定で、コンプレッサと振
動モータで構成されるばね一質世系の共振周波数に略々
等しくする。この振動を得るために、振動モータはこの
周波数に略々等しい一定の周波数を有する交流電流で附
勢される。前記共振系は主として共振状態で駆動される
ため、ピストンを往復運動させるのに要する電力が極め
て低くなり、低駆動電力及び従って小附勢電流のモータ
の使用が可能になる。このことは振動モータを小形にで
きる利点を有し、これはコスト面からも有利である。こ
の点は冷蔵庫や冷凍庫のような多量生産品のコンプレッ
サ装置に特に重要である。斯るコンプレッサの既知の特
性は共振周波数が例えば温度のような周囲パラメータの
変化の結果として連続的に変化する。このことは上記の
利点を部分的に損なうことになり、これは所要の駆動電
力及び附勢電流が実際の動作周波数と共振周波数に略々
対応する最適動作周波数との差が増大するにつれて急激
に増大するためである。

本発明の目的は共振ピストン型のコンプレッサ装置を常
に最適動作周波数で動作させる頭書に記載したタイプの
制御装置を提供することにある。

本発明の制御装置は、この目的を達成するために、振動
モータに供給される交流電流及びその両端間の電圧から
、振動モータによりコンプレッサ装置に供給される動力
が前記交流電流の周波数の関数として最大であるか否か
を少くとも近似的に表わす第１の測定量を取り出す検出
手段と、前記交流電流の周波数を前記第１の測定量に応
じて調整し、この周波数を前記第１の測定量が、前記交
流電流の周波数の関数として供給される前記動力が少く
とも略々最適であることを示すような周波数値に調整す
る調整手段とを具えていることを特徴とする。

本発明の制御装置によれば、交流電流の周波数が、コン
プレッサ装置に供給される動力及び従ってコンプレッサ
装置の出力、例えば冷蔵庫の冷気出力が最適になる値に
維持される。一般に、モーターコンプレッサ装置の減衰
振動のために、最適周波数はモーターコンプレッサ装置
の共振周波数に等しくならない点に注意されたい。最適
周波数は共振周波数より幾分高いこと明らかである。周
波数の関数として与えれる動力が最適であるか否かを導
出するための適切な測定量は、交流電流の振幅を一定に
した状態でモータにより電源から引き出される電力であ
る。電源から引き出される電力が最大のとき最適周波数
を表わす。別の適切な測定量はモータの電力消費を一定
とした状態における交流電流の振幅である。この場合に
は最小振幅が最適周波数である。上述の２つの測定量の
利点は、これら測定量はモーターコンプレッサシステム
内に追加のセンサを設ける必要なしに決定することがで
きる点にある。この点は冷蔵及び冷凍装置及び／又はヒ
ートポンプ用のコンプレッサ装置に特に重要である。こ
れは、これら装置においてはコンプレッサを冷却剤を充
填したハーメチックシール容器内に駆動モータと一緒に
収納するのが一般的であるためである。斯る容器内の状
態を検出するにはこれらの状態に適合するセンサを使用
する必要がある。更に、センサを使用する場合にはセン
サに接続した信号線を外部に引き出すために容器壁を貫
通する追加のフィードスルーが必要になる。

本発明の好適実施例では制御装置は測定サイクルを規則
正しい時間間隔で行なう手段を具え、この目的のために
前記検出手段は前記交流電流の周波数を複数の異なる周
波数値に設定する手段と、これらの異なる周波数設定値
及びこれらの周波数設定値において検出手段により決定
された第１の測定量から最適周波数値を導出する手段と
を具え、当該制御装置は更に各測定サイクルの終了後に
前記交流電流の周波数をこのように決定された最適周波
数値に調整する調整手段を具えた構成にする。

本発明の他の実施例では、制御装置は決定された最適測
定量と検出手段により決定された瞬時測定量との差を決
定する比較手段と、こうして決定された差が予定の限界
値を越える場合に測定サイクルを開始させる手段とを具
えた構成にする。この実施例は測定サイクルの数を最少
にし得る利点を有する。実際上、安定性の理由から交流
電流の周波数は最適周波数より僅かに低く選択するのが
好ましいことが確かめられた。これがため、特に好適な
実施例では前記調節手段を、前記交流電流の周波数を最
適周波数値から特定の値だけ引き算した値に等しい周波
数に調整するよう構成する。

本発明の更に他の実施例では、制御装置は最適周波数を
繰り返し決定する手段を具えた構成にする。この実施例
は最適周波数が少数の反復ステップで決定され、従って
比較的短時間で決定される利点がある。

図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図は共振ピストン型のコンプレッサ２と、このコン
プレッサ２を駆動する振動モータ３とを具えたコンプレ
ッサ装置１を示す。斯るコンプレッサ２及び振動モータ
３は本願人に係る欧州特許出願ＥＰＯ１５５０５７号に
開示されている。このコンプレッサ２は円筒空胴を画成
するハウジング４を有し、この空胴内をピストン６が移
動し得る。空胴５の一端を板７で閉じ、この板にガス人
口弁８とガス出口弁９を通常の方法で取付けである。空
胴５の他端を板１０で閉じてピストン６の一端と可変容
積室を形成し、この室内に所定量の気体を入れである。

この可変容積室は気体ばねを形成するものである。ピス
トン６の他端は例えば冷却剤を圧縮する可変容積室の壁
の１つを構成し、冷却剤は弁８及び９を介して給排され
る。ピストン６はレバー１１により振動モータ３の電機
子１２に結合しである。電機子１２はモータシャフト１
３上に回転自在に取り付けである。振動モータ３は更に
固定子１４（１４Ａ、　１４Ｂ）と、互に対向配置され
た２個のコイル１６Ａ及び１６Ｂを有するコア１５とを
具えている。更に、コア１５と固定子１４との間には２
個の磁石１７及び１８が配置しである。コイル１６＾及
び１６Ｂの互に反対側の端面１９と固定子１４Ａ及び１
４Ｂとの間に円弧状の弯曲した空隙２０．２１．２２及
び２３を形成し、これらの空隙内を電機子の摺動素子２
４及び２５が移動し得るようにしである。斯る振動モー
タにおいてはコイル１６を交流電流で附勢即ち励磁する
と、磁石１８及び１９とコイル１６により空隙（２０，
２１，２２，２３）内に発生する磁界により電機子の摺
動素子２４及び２５が空隙２０．２１．２２及び２３内
でコイル１６を流れる励磁電流の周波数に対応する周波
数で振動運動する。

この電機子１２の振動運動はレバー１１を介してピスト
ン６に伝えられる。

コンプレッサ２と振動モータ３とで構成されるばね−質
量系に対する振動モータの電力消費Ｐを一定振幅の励磁
電流Ｉの周波数の関数として第２Ａ図に示しである。電
力消費Ｐは周波数ｆ。ｐｔにおいて最大値Ｐｏｕｔを示
す。電流■の振幅は一定であるため、モータにおける損
失は所定の周波数範囲に亘り略々一定である。モータに
おける損失は銅損及び鉄損であり、これら損失はモータ
を流れる交流電流の振幅と周波数に依存する。鉄損は銅
損より著しく小さく、銅損は周波数と無関係であ′　　
るため、モータによりコンプレッサに与えられる動力も
周波数ｆ０□において最大になり、このことはピストン
６により行なわれる往復運動の振幅が最大になることを
意味する。コンプレッサ２を冷却装置に用いる場合には
、このことはこの周波数で最大の冷気生産が得られるこ
とを意味する。

振動モータ３を最適周波数ｆ６１１ｔを有する交流電流
で励磁すれば所定の冷気生産に必要とされる電流が常に
最小になり、このことはモータの寸法を特に小さくする
ことができることを意味し、またモータにおける損失が
最小になることを意味する。

実際には電力消費と周波数との関係はコンプレッサ内の
温度のような周囲パラメータに強（依存し、その結果と
して最適周波数ｆ。ｐ、が動作中絶えず変化することが
確かめられている。本発明による制御装置の一実施例は
最適周波数を規則正しい時間間隔で決定し、次いで駆動
モータの周波数を最適周波数ｆｏｌｌｔに設定するよう
にしたものであり、この実施例を第３図に示しである。

この制御装置３０は中央制御袋ヱ（ＣＰＵ）３１　と、
続出専用メモリ（ＲＯＭ）３２と、ランダムアクセスメ
モリ（ＲＡＭ）と、アナログ−ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）３４及び３５と、ディジタル−アナログ変換器（Ｄ
／Ａ）３６及び３７とを具えた慣例のタイプのプログラ
マブル制御装置４０を具えている。メモリ３２及び３３
と、アナログ−ディジタル変換器３４及び３５と、ディ
ジタル−アナログ変換器３６及び３７とは通常の如くア
ドレスバス３８．データバス３９及び制御バス４１を経
て中央処理装置゛３１に結合されている。ディジタル−
アナログ変換器３６のアナログ出力端子を慣例のタイプ
の電圧制御発振器（ＶＣＯ）　４２の制御入力端子に接
続し、この発振器は一定の振幅で、制御入力端子の電圧
の値により決まる周波数の正弦波出力信号を発生する。

この発振器４２の出力信号を乗算器４３の第１入力端子
に供給し、この乗算器の第２入力端子をディジタル−ア
ナログ変換器３７のアナログ出力端子に接続する。発振
器４２とディジタル−アナログ変換器３７の出力信号の
積を表わすこの乗算器４３の出力信号Ｉ、を直流電圧源
４５とモータコイル１６との間に配置された電源回路４
４に供給する。この電源回路４４はコイル１６を直流電
圧源４５から信号■。

の瞬時値に比例する電流■、で附勢即ち励磁するタイプ
のものである。この電源回路４４は、更に、励磁電流を
測定し測定された励磁電流に比例する測定信号■１を発
生する測定回路を具えている。

電源回路４４は第９図につき後に詳述する。

コイル１６の両端を差動増幅器４６の反転入力端子と非
反転入力端子に接続してモータ両端間の電圧を測定する
。この差動増幅器４６はモータ両端間の電圧に比例する
信号Ｕ１を発生する。この信号Ｕ１を乗算器４７の第１
入力端子に供給し、信号■、をこの乗算器４７の第２入
力端子に供給して乗算器４７の出力信号がモータ３の瞬
時電力消費量を表わすようにする。この乗算器４７の出
力信号を低域フィルタ４８に供給して低域フィルタ４日
の出力信号Ｐ１がモータ３の平均電力消費量を表わすよ
うにする。

信号Ｐｉｒ＋をアナログ−ディジタル変換器３４の入力
端子に供給する。更に、差動増幅器４９の反転入力端子
に信号Ｔ、を、その非反転入力端子に信号Ｔ。

を供給する。信号Ｔ１はセンサ（図示せず）により測定
された冷却すべき空間の温度を表ゎず。信号Ｔ、は所望
の温度を表わす。Ｔ、とＴ、との差を表わす差動増幅器
４９の出力信号Ｔｉｎをアナログ−ディジタル変換器３
５の入力端子に供給する。

中央処理装置３１は読出専用メモリ３２にストアされて
いるプログラムを実行する。このプログラムの実行中、
励磁電流の最適周波数が一定の時間間隔で決定される。

そして最適周波数が決定される度に励磁電流の周波数が
調整される。斯るプログラムのフローチャートを第４．
５及び６図に示しである。

第４図は中央処理装置３１により連続的に行なわれる主
プログラムのフローチャートである。ステップＳ１０に
おいて、サブルーチンＦ。ｌ、ｔが実行されて最適周波
数ｆ０□及び対応する電力消費量ｐｏｐｔが決定され、
モータの励磁電流の周波数が決定された最適周波数ｆ。

、ｔに調整される。次いで、ステップＳｌｌにおいてフ
ラグＦＬが論理値″１″にセットされているか否か検査
される。このフラグは励磁電流の振幅の所望値Ｉ、。、
を調整する必要があるか否かを表わす。その必要がある
場合にはステップ５１２においてＩｒｅｆの新しい値が
ディジタル−アナログ変換器３７に供給され、この変換
器がディジタル値Ｌｅｔをアナログ信号Ｉ。ｕｔに変換
して乗算器４３を介して励磁電流の振幅を調整させる。

尚、ステップＳ１２中はフラグＦＬは論理値″０”にリ
セットされる。ステップ１２が実行され終ると、プログ
ラムはステップＳＩＯに進む。しかし、ステップＳｌｌ
においてフラグＦＬがまだ論理値１１″にセットされて
いない場合にはステップＳｌｌからステップＳ１３に進
む。ステップＳ１３において、アナログ−ディジタル変
換器３４の出力端子信号Ｐ□７のディジタル値が中央処
理装置３１により読み込まれる。モータ３の瞬時電力消
費量を表わすＰｉ＋ｘのディジタル値が最適値Ｐ。、ｔ
と比較される。更にＰｏｐｔとＰｉｎとの差の絶対値Δ
Ｐが決定される。

次いで、ステップＳ１４において、この差の絶対値ΔＰ
が予定の小値εより小さいか否かが検査される。小さい
場合、このことはモータ３が最適値ｆｅｌｐＬに近い周
波数の交流電流でまだ励磁されていることを意味する。

この場合にはプログラムはステップＳｌｌに進む。しか
し、値ΔＰがεより大きい場合、このことはコンプレッ
サ２内の冷却媒体の温度のような動作パラメータの変化
の結果として励磁電流の周波数ｆ。、ｔが最早最適値に
一致しないことを意味する。この場合にはプログラムは
ステップＳ１０に進み、再びサブルーチンＦ。ｐｔを実
行して最適周波数ｆ。ｐｔが決定される。

第５Ａ及び５Ｂ図はサブルーチンＦ。ｐｔのフローチャ
ートを示す。サブルーチンＦｏｐｔが呼び出されると、
最初にステップＳ２０において励磁電流の周波数が初期
値ｆ。に設定される。次いで中央処理装置３１は初期値
ｆ０（第２Ａ図参照）を表わすディジタル値Ｆ。をディ
ジタル−アナログ変換器３６に供給する。この変換器３
６はディジタル値Ｆ０をアナログ信号Ｆ７に変換して電
圧制御発振器４２により交流電流の周波数を調整させる
。次いで、ステップ５２１において待ち時間処理が行な
われ、その間に共振系がこの新しい周波数に調整させる
。次に、ステップＳ２２においてこの新しい設定周波数
に対応する電力消費値がアナログ−ディジタル変換器３
４を介して読み込まれ、ランダムアクセスメモリ３３内
に変数Ｐ３としてストアされる。更に、出力信号Ｆ、が
周波数変化Δｆ（第２Ａ図参照）に対応する一定値ΔＦ
だけ増加される。この結果、励磁電流の周波数がｒ０＋
Δｆに等しい新しい値に設定される。

ステップＳ２３．　Ｓ２４．　Ｓ２５及びＳ２６におい
て周波数ｆ、＋Δｆ及びｆ０＋Δ２ｆにおける電力消費
値が決定され、変数Ｐ２及びＰｌとしてストアされる。

ステップＳ２７において最終設定周波数に関する導関数
Ａｆｇ　（・ｄｐ／ｄｆ）の推定値が値Ｐ１．Ｐ２．Ｐ
３及びΔＦの値から次式： に従って求められる。ステップ２８において導関数Ａｆ
ｇが零より小さいか否か検査される。小さくない場合、
このことはＰの最大値にまだ達していないことを意味す
る。この場合にはステップ３２９．　Ｓ３０及びＳ３１
において励磁電流の周波数が再びΔＦだけ増加され、こ
の新しい周波数に対する電力消費が測定され、Ｐｌにス
トアされる。更に、その前の２つの設定周波数に対する
電力消費値を表わすＰ２及びＰ３の値もストアされる。

次にステップ２７においてこの新しい設定周波数に対す
る導関数が決定される。ステップＳ２７　、　Ｓ２Ｂ　
、　Ｓ２９　、　Ｓ３０及びＳ３１から成るプログラム
ループは決定された導関数Ａｆｇが零より小さくなるま
で繰り返えされる。このことは最適周波数は第２Ａ図に
５０及び５１で示すように最后の設定周波数と最后から
２番面の設定周波数との間に位置することを意味する。

次いでステップ５３２においてＦＰの値が値ΔＦよりか
なり小さい値ΔＦ′だけ減少されて励磁電流の周波数が
小値Δｆだけ下げられる（第２Ｂ図参照）。待ちステッ
プ３３の後、ステップＳ３４においてこの新しい設定周
波数に対する電力消費値が決定される。次に、ステップ
Ｓ３５においてこの最后に決定されたＰ２で表わす電力
消費値がその前に決定されたＰｌで表わす電力消費値よ
り小さいか否か検査される。小さくない場合、プログラ
ムはステップＳ３２に進む。

そしてステップＳ３２．　Ｓ３３．　Ｓ３４及び５３５
を含むプログラムループが、最后に決定された電力消費
値がその前に決定された電力消費値より小さくなるまで
繰り返えされる（これに対応する周波数ｆ及び電力消費
値を第２Ｂ図に円５２で示しである）、こうして決定さ
れて最后の電力消費値は最大値に略々等しく、このこと
は対応する周波数が励磁電流の最適周波数に略々等しい
ことを意味するため、サブルーチンＦ０９、が終了する
。実際には、安定性の理由から交流励磁電流の周波数は
電力消費が最大になる値に設定しないでこの値より僅か
に低い周波数に設定するのが望ましいことが確かめられ
た。上記のサブルーチンＦｏｐｔに従って最適周波数が
決定されたら、励磁電流の周波数を決定された最適周波
数から所定の値だけ引算した値に設定することができる
。当業者であれば、第５図につき一例を説明した電力消
費と設定周波数との関係の最大値を設定するプログラム
を他の任意の既知の最大値決定プログラムと置き換える
ことが容易にできること明らかである。

主プログラムは一定の時間間隔で割込みを受ける。これ
らの割込み中に励磁電流の所望の振幅を決定するプログ
ラム制御が実行される。この制御プログラムの一例のフ
ローチャートを第６図に示しである。この制御プログラ
ムの第１ステツプＳ１においては中央処理装置３１によ
ってディジタル置Ｔｔｆｉがアナログ−ディジタル変換
器３５の出力端子に供給される。次にステップＳ２にお
いて励磁電流の振幅の新しい所望値Ｌｌｌｆが、この所
望値Ｉｒａｆを所望温度Ｔ、と冷却すべき空間内の測定
温度Ｔ。

とを略々等しい温度に維持する値に調整する値に慣例の
制御アルゴリズムに従って決定される。更に、ステップ
Ｓ２においてフラグＰＬが論理値“１”に決定され、こ
のフラグは励磁電流の振幅の設定を次に主プログラムの
ステップＳｌｌ及びＳ１２が実行される時間中に調整す
る必要があることを表わす。

この制御プログラムの終了後、主プログラムが再開する
。

上述の実施例では、励磁電流の振幅を一定に維持してい
る間に励磁電流の周波数を変化させると同時にモータの
電力消費値を測定し、測定された電力消費値から最大電
力消費値を決定することにより励磁電流の最適周波数を
決定している。しかし、最適周波数は他の種々の方法に
より決定することができ、例えば励磁電流の周波数を変
化させなからモータの電力消費を一定に維持し、同時に
励磁電流の振幅を測定し、励磁電流の振幅が最低となる
周波数を決定することにより最適周波数を決定すること
もできる。

上述の実施例では最適周波数を決定する測定量をモータ
の電流及び電圧から直接取り出している。

この測定量は電源の電流及び電圧から取り出すこともで
きること明らかである。制御装置が主電源から整流器を
介して附勢される場合には、前記測定量は主電源電圧及
び主電源から制御装置に引き出される電流から得ること
もできる。その理由は、制御回路の電子素子の電力消費
はモータの電力消費に対し無視し得るため、主電源から
引き出される電力の全てがモータにより消費されるもの
とみなせるためである。

また、電力消費が略々最大になる周波数を励磁電流と励
磁電圧との間の、周波数の関数としての位相差から得る
こともできる。この方法はインダクタンス間の電圧降下
が回転子運動によりモータコイルに生ずる逆起電力に対
し極めて小さいモータに対し特に好適である。この場合
には逆起電力と励磁電流との位相差がモータ両端間の電
圧と励磁電流との位相差に略々等しい。

モータにより与えられる動力及び従って冷気生産は励磁
電流と逆起電力とが同相のとき最大になるため、極めて
低いインダクタンスのモータにおいては周波数の関数と
しての電力消費は励磁電流と励磁電圧との間の位相差ψ
が略々零の場合に略々最適になる。この場合には周波数
を変化させると共に種々の周波数に対するｃｏｓψをｃ
ｏｓψ検出器を用いて決定し、次いで決定されたＣＯ５
ψの値及び関連する周波数からｃｏｓψが最大になる周
波数を取り出すことにより略々最適な周波数を見つけ出
すことができる。しかし、周波数を調整させる信号は位
相差から直接得ることもできる。

第７図は電力消費Ｐと、励磁電流と励磁電圧との位相差
ψとを励磁電流の周波数ｆの関数として示すものである
。周波数ｆが最適周波数ｆ０９ｔより低い場合、励磁電
圧が励磁電流より進相している（ψ＜Ｏ）。周波数が最
適周波数ｆ。、ｔよりかなり高い場合には励磁電圧が励
磁電流より遅相している（ψ〉０）。周波数が最適周波
数の近くにある場合には位相差ψは小さい。位相差ψが
０になる周波数ｆ′。、に対する電力消費量Ｐ′。１は
小さな誤差を除けば最適値Ｐ０３．に等しくなる。

第８図は励磁電流の周波数を位相差ψに応じて調整する
ようにした制御装置の実施例を示す。第８図において第
３図に示す素子と対応する素子は同一の符号で示しであ
る。

モータ両端間の励磁電圧の瞬時値及びモータを流れる励
磁電流を表わす信号職及び■、を慣例のタイプの位相検
出器６０に供給して信号Ｕ、と■。

との位相差を決定する。この位相差を表わす位相検出器
６０の出力信号を慣例のタイプの制御回路に供給し、こ
の制御回路は位相検出器６０の出力信号に応じて信号Ｆ
、を、位相差ψが略々零に維持されるように調整する。

第９図は電源回路４４の一実施例を示すものである。モ
ータ３のコイル１６Ａ及び１６Ｂの直列接続の一方の端
子７２を直流電圧源４４の正電源端子７０と負電源端子
７２にそれぞれＦＥＴ型のパワートランジスタから成る
電子スイッチ７４及び７５を介して接続する。コイル１
６八及び１６Ｂの直列接続の他方の端子７３を同様にそ
れぞれ電子スイッチ７６及び７７を介して正電源端子７
０と負電源端子７１に接続する。スイッチ７４　、７７
は慣例のタイプの保護回路（図示せず）と並列に接続す
る。スイッチ７５と電源端子７１との間の接続線及びス
イッチ７７と電源端子７１との間の接続線内にそれぞれ
低インピーダンス抵抗７８及び７９を配置する。

スイッチ７４．・・・７７は制御回路８０．・・・８３
により制御する。制御回路８０．・・・８３は“「入力
端子のパルスに応答してスイッチを開く制御信号を発生
すると共に“Ｓ”入力端子のパルスに応答してスイッチ
を閉じる制御信号を発生する慣例のタイプのものである
。対角的に対向する２個のスイッチ７４及び７７の制御
回路８０及び８３の“Ｓ”入力端子を遅延回路８４を経
てパルス発生器８５の出力端子に接続する。

同様に、対角的に対向する２個のスイッチ７５及び７６
の制御回路８１及び８２の“ｓ”入力端子を遅延回路８
６を経てパルス発生器８７の出力端子に接続する。

制御回路８０．８３及び８１．８２の“Ｒ”入力端子を
それぞれのパルス発生器８７及び８５の出力端子に接続
する。

パルス発生器８５はその入力端子におけるＯ−１論理遷
移に応答してパルスを発生するタイプのもので、例えば
単安定マルチパルプレークである。パルス発生器８７は
その入力端子における１−０論理遷移に応答してパルス
を発生するタイプのものである。パルス発生器８５及び
８７の入力端子をパルス幅変調器８９の出力端子に接続
し、この変調器は所望の励磁電流の周波数よりかなり高
い周波数を有すると共にその入力端子の信号の振幅によ
り決まるデユーティサイクルを有するパルス幅変調出力
信号を発生するタイプのものである。上述の制御系はパ
ルス幅変調器８８の出力信号のＯ−１遷移に応答して対
角スイッチ７５．７６を開き（ターンオフし）、遅延回
路８４により決まる短時間後に他の２個の対角スイッチ
７４．７７を閉じる（ターンオンする）。

この場合コイル１６Ａ及び１６Ｂはスイッチ７４及び７
７を経て電源端子７０及び７１に接続される。パルス幅
変調器８８の出力信号の次の１−〇遷移時にスイッチ７
４及び７７が開き、その短時間後にスイッチ７５及び７
６が閉じる。この場合にはコイル１６Ａ及び１６Ｂはス
イッチ７５及び７６を経て電源端子７０及び７１に接続
される。このようにコイル１６Ａ及び１６Ｂはパルス幅
変調器８８の出力信号のデユーティサイクルにより決ま
る平均電圧で励磁される。スイッチ７４．・・・７７の
切換えにより生ずる高周波電圧成分はモータコイルのイ
ンダクタンスの結果としてモータの励磁電流に殆んど影
響を与えない。モータを流れる励磁電流は、反転入力端
子を抵抗７８とスイッチ７５との接続点に接続し非反転
入力端子を抵抗７９とスイッチ７７との接続点に接続し
た差動増幅器８９により決定される。従って、これら接
続点間の電圧差に比例する差動増幅器８９の出力信号■
１はコイル１６＾及び１６Ｂを流れる励磁電流に比例す
るものとなる。

信号■１は差動増幅器９０の反転入力端子に供給する。

乗算器４３からの励磁電流の所望瞬時値を表わす信号Ｉ
、をこの差動増幅器９０の非反転入力端子に供給する。

励磁電流の所望値Ｉ、と測定値■。

との差を表わすこの差動増幅器９０の出力信号を慣例の
タイプの制御回路９１、例えば集積制御回路に供給する
。この制御回路９１は１．と■７との差に応じてパルス
幅変調器８８の制御信号を発生し、これによりパルス幅
変調出力信号のデユーティサイクルが、コイル１６Ａ及
び１６Ｂ両端間の平均電圧により発生される励磁電流が
Ｉ、とＩ、との前記差を略々零に維持する値に設定され
るような値に制御されるよう構成する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による制御装置を使用し得る共振ピスト
ン型のコンプレッサ装置を示す構成図、第２Ａ及び２Ｂ
図は振動モータの電力消費を励磁電流の周波数の関数と
して示す図、 第３図は本発明による制御装置の一実施例の構成図、 第４図、第５Ａ及び５Ｂ図及び第６図は第３図に示す実
施例により実行されるプログラムのフローチャート、 第７図はモータの励磁電流と励磁電圧との位相差と、電
力消費とを励磁電流の周波数の関数として示す図、 第８図は本発明制御装置の他の実施例の構成図、第９図
は第３及び第８図に示す制御装置に好適な電源回路の詳
細回路図である。 １・・・コンプレッサ装置　２・・・コンプレッサ３・
・・振動モータ　　　　５・・・円筒空胴６・・・ピス
トン ８．９・・・ガス人口弁及び出口弁 １２・・・電機子　　　　　　１４Ａ、１４Ｂ・・・固
定子１５・・・コア　　　　　　　　１６Ａ、　１６Ｂ
・・・コイル１８、１９・・・磁石　　　　　２０．２
１，２２．２３・・・空隙３０・・・制御装置　　　　
　３１・・・中央処理装置３２・・・読出専用メモリ ３３・・・ランダムアクセスメモリ ３４、３５・・・アナログ−ディジタル変換器３６、３
７・・・ディジタル−アナログ変換器４０・・・プログ
ラマブル制御装置 ４２・・・電圧制御発振器　　４３・・・乗算器４４・
・・電源回路　　　　　４６・・・差動増幅器４７・・
・乗算器　　　　　　４８・・・低域フィルタ４９・・
・差動増幅器　　　　６０・・・位相検出器６１・・・
制御回路 ７４．７５，７６．７７・・・スイッチ８０．８１，８
２．８３・・・制御回路８４．８６・・・遅延回路　　
　８５．８７・・・パルス発生器８８・・・パルス幅変
調器　　８９．９０・・・差動増幅器９１・・・制御回
路 特許出願人　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、共振ピストン型のコンプレッサ装置を駆動する振動
   モータへの電力供給を制御する装置であって、電源から
   振動モータに交流電流を供給する回路を具えた制御装置
   において、当該制御装置は、振動モータに供給される交
   流電流及びその両端間の電圧から、振動モータによりコ
   ンプレッサ装置に供給される動力が前記交流電流の周波
   数の関数として最大であるか否かを少くとも近似的に表
   わす第１の測定量を取り出す検出手段と、前記交流電流
   の周波数を前記第１の測定量に応じて調整し、この周波
   数を前記第１の測定量が、前記交流電流の周波数の関数
   として供給される前記動力が少くとも略々最適であるこ
   とを示すような周波数値に調整する調整手段とを具えて
   いることを特徴とする制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御装置において、当
   該制御装置は少くとも前記第１の測定量を決定する期間
   中前記交流電流の振幅を一定に維持する制御手段を具え
   、且つ前記検出手段はモータの電力消費量を前記第１の
   測定量として決定するようにしてあることを特徴とする
   制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項記載の制御装置において、当
   該制御装置は少くとも前記第１の測定量を決定する期間
   中モータの電力消費を一定に維持する制御手段を具え、
   且つ前記検出手段は前記交流電流の振幅を前記第１の測
   定量として決定するようにしてあることを特徴とする制
   御装置。 ４、特許請求の範囲第１、２項又は第３項記載の制御装
   置において、当該制御装置は測定サイクルを規則正しい
   時間間隔で行なう手段を具え、この目的のために前記検
   出手段は前記交流電流の周波数を複数の異なる周波数値
   に設定する手段と、これらの異なる周波数設定値及びこ
   れらの周波数設定値において検出手段により決定された
   第１の測定量から最適周波数値を導出する手段とを具え
   、当該制御装置は更に各測定サイクルの終了後に前記交
   流電流の周波数をこのように決定された最適周波数値に
   調整する調整手段を具えていることを特徴とする振動モ
   ータの電力供給制御装置。 ５、特許請求の範囲第４項記載の制御装置において、当
   該制御装置は決定された最適測定量と検出手段により決
   定された瞬時測定量との差を決定する比較手段と、こう
   して決定された差が予定の限界値を越える場合に測定サ
   イクルを開始させる手段とを具えていることを特徴とす
   る振動モータの電力供給制御装置。 ６、特許請求の範囲第４項又は第５項記載の制御装置に
   おいて、当該制御装置は最適周波数を繰り返し決定する
   手段を具えていることを特徴とする振動モータの電力供
   給制御装置。 ７、特許請求の範囲第１項〜第６項の何れかに記載の制
   御装置において、前記調整手段は前記交流電流の周波数
   を最適周波数から所定の値だけ引算した値に等しい周波
   数に調整するよう構成してあることを特徴とする振動モ
   ータの電力供給制御装置。