JPS63139451A - 周期的信号における位相跳躍を検出識別する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電気的入力信号ｅ　（ｔ）に含まれる周波数ｆ
、の周期的電気信号における予定値Ａψ０の位相飛越し
を検出し、識別する装置に関するものである。

一般に周期的電気信号における予定値の位相飛越しは検
出する必要があり、この予定値はπの約数となる場合が
ある。電気通信の分野では位相変調は情報を撤退する手
段の１つである。この場合位相飛越しが高い割合で飛越
し、従って特に例えばモーデムのような装置によりこの
種の信号を送信し、受信し、又発生するようにしている
。

特に本発明は位相飛越しを有する周期的な信号、好適に
は音声帯域内に位置し、０°および６０°間に生ずる予
定値の位相飛越しが規則正しい間隔で発生する方形波又
は正弦波信号を識別することに関するものである。

電話通信の分野では、特定の問題として電話接続を行う
中継リンクの種々の２線式又は４線式接続部のインピー
ダンス不整合又は２線式−４線式接続部の４線式受信ポ
ートおよび送出ポート間の不完全な結合によって一般に
電気的エコーが発生し、これにより平衡減衰又は上記両
現象の組合せを規定するようになる。エコーによって生
ずる不所望な欠点はエコーのレベルが高くなればなる程
、およびエコーの遅延が長くなればなる程大きくなる。

伝搬時間が長い回路内の電気的エコーを除去するために
ＣＣＩＴＴ勧告では２種類の装置を規定している。即ち
ＣＣＩＴＴイエローブックエディション。

１９８１年　第ｆｆｌ、１巻、第１５４頁に記載されて
いる勧告６．１６４によるエコーサプレッサおよび同じ
くその第１８２頁に記載されている勧告Ｇ、１６５によ
るエコーキャンセラ即ちエコーコンペンセイタを規定し
ている。このエコーキャンセラはエコーサプレッサの改
良である。その理由はこれらエコーサプレッサが迅速に
作動せず、しかも音声信号の場合、遠隔音声情報信号を
その正規レベルに保持しながら受信端においてエコーサ
プレッサによりエコー信号のレベルを減少し得るように
するからである。

端末を加入者電話機とする音声信号の正規の用途のほか
に、電話回線網は半二重又は全二重の何れかでデータ信
号の伝送を行うために用い、従って端末をデータモーデ
ムによって構成している。データ信号の特定の特徴によ
って、特に送信時および受信時に信号レベルを同一とす
ることによってこれら信号の伝送と４線式電話回線にエ
コーサプレッサを設けることとを両立させることはでき
ない。かかる理由で前述したＣＣＩＴＴイエローブック
の勧告６．１６４ではエコーサプレッサにディスエイブ
ラ（使用禁止装置）を設けるようにしている。このディ
スエイブラは２１００　Ｈｚ　±２１　Ｈｚの純粋周波
数で移送飛越しなくデータ送信モーデムにより送信され
る使用禁止トーンに応答させるようにする必要がある。

又エコーキャンセラ、即ちエコーコンベンセイタが市販
されると、ＣＣＩＴＴは上述したイエローブックの勧告
６．１６５において上記エコーサプレッサに対する上述
した基準と同一のエコーキャンセラを使用禁止状態とす
る基準を勧告し、２１００　Ｈｚ±２１　Ｈｚの純粋周
波数で使用禁止トーンを送信し、このトーンに応答させ
るようにした。かように電話回線にエコーキャンセラを
設けることによって半二重モードにおけるデータ伝送を
著しく改善できたが、この場合全二重データ伝送に対し
ては電話回線の４線式部分に設けられるエコーサプレッ
サおよびエコーキャンセラの双方を同一の使用禁止信号
によって使用禁止する必要があると言う観点からエコー
キャンセラを使用禁止することなくエコーサプレッサを
使用禁止する必要があると言う問題が生じることを確か
めた。

実際には現在も有効である１９８４年度版のＣＣＩＴＴ
レッドブックの勧告Ｇ、　１６５により勧告されている
ように、この問題を解決するためにはエコーキャンセラ
を用いこれにより４５０±２５ｍ５毎に発生する周期的
位相反転を含む２１００　Ｈｚ±２１　Ｈｚの周波数の
使用禁止トーンを選択的に識別してエコーキャンセラを
使用禁止状態とするが、その反面エコーキャンセラを電
話回線に存在する２１００Ｈｚの純粋周波数の使用禁止
トーンには応答せしめないようにする必要がある。

これがため音声信号の送信に対しては２１００　Ｈｚの
使用禁止トーンが存在しない場合エコーサプレッサおよ
びエコーキャンセラを作動状態とし、半二重モードのデ
ータ伝送に対しては送出半二重データモーデムによって
２１００　Ｈｚの周波数の使用禁止トーンを送信してエ
コーサプレッサを使用禁止状態とするがエコーキャンセ
ラの作動には何等影響を与えないようにし、且つデータ
の全二重伝送に対しては送出全二重データモーデムによ
って位相反転を行う２１００　Ｈｚの使用禁止信号を送
信して任意に存在するエコーサプレッサおよびエコーキ
ャンセラの双方を使用禁止状態にする。後者の場合には
各モーデムにエコー減衰装置を設けるようにする。

本発明の目的は、各エコーキャンセラと関連して位相反
転を行う２１００　Ｈｚの上述した使用禁止信号を識別
し得る上述した種類の周期的信号における位相飛越しを
検出し、且つ識別する装置を提供せんとするにある。

この場合の解決策としては、ＣＣＩＴＴ案の勧告Ｇ。

１６５、第４章に関連し、１９８４年３月ＡＴＴ社のデ
ィレイド　コントリピコ−ジョンＬＷにより提案された
ものがある。この解決策では次に示す３つの手段が提案
され有効である。

（ａ）　　デジタルフィルタを有する６クツプ自己相関
器並びにタイミングおよび制御用のマイクロプロセッサ
を用いるデジタル信号処理法。

（ｂ）　　瞬時位相変化が遅延なく狭帯域フィルタを伝
搬し得ないと言う利点を用いる通常のアナログ法。

（Ｃ）　　勧告Ｇ、　１６４を満足するように設計され
たトーンディスエイブラを組込んだフェーズロックルー
プを用いる手段、この場合には１８０°の位相推移がル
ープを伝搬する際に生ずる位相障害を検出する追加の回
路が必要となる。

上述した手段（ａ）によって良好な結果を得ることがで
き、この結果は上記提案に記載されている。

本発明装置によれば上述した技術的な問題を上述した解
決策とは異なる方法で解決することができる。

本発明は電気的入力信号ｅ（ｔ）に含まれる周波数ｆｅ
の周期的電気信号における予定値Δψｅの位相飛越しを
検出し、識別する装置において、入力信号の周波数スペ
クトルを前記周期的信号の振幅に比例する振幅の連続帯
域スペクトルに変換し、中心周波数ｆ＠の周波数帯域を
有する周波数変換器と、断続器と、前記連続帯域内の周
波数ｆ。で共振する共振器と、検出手段および後続の弁
別手段により構成される位相計とを具え、これら回路素
子は入力端子および出力端子間に従属接続配置され、こ
れら回路素子の全部を期間αの規則正しい間隔で値Δψ
ｅの任意の位相飛越しを検出且つ識別し得るシーケンサ
によって制御し、前記期間αの各シーケンスを各々が一
定の期間を有する２つの動作フェーズ、即ち前記断続器
を閉成し、前記周波数変換器および共振器を作動状態と
する期間１．の第１動作フェーズおよび前記断続器を開
放し前記共振器を自動的に作動させる期間ｔ２の第２動
作フェーズ中前記位相計により前記位相飛越しを検出し
、その識別を開始するようにしたことを特徴とする。

本発明の基本概念は、装置の入力側で知られている所定
周波数範囲の任意の値の周波数ｆｅを所定値の固定周波
数ｆ。と推定し得る単一周波数のトーン信号を処理する
ことにあり、この処理は単一周波数の入力トーン信号に
発生する任意の位相飛越しにより生じる位相推移を上述
したように処理された信号に正しく保持しながら達成す
ることができる。これがため信号の位相を測定すること
ができ、且つこの入力信号の周波数値を考慮することな
く入力信号の位相飛越しの任意の変動分を上記測定位相
から減算することができる。

サンプリンク周波数ｆｓで発生するデジタルサンプルの
形態の入力信号に適用するようにした本発明装置の例で
は前記シーケンサに周波数ｆ、のクロックパルス発生器
を設け、前記周波数変換器を時間ドメインフィルタとし
、前記入力信号のサンプルを乗算器でこれに前記フィル
タを特徴付ける零でない係数のシーケンス後サンプリン
グ比ｆｓで移送された前記時間ドメインフィルタの零係
数を任意に乗算して期間ｔ２中前記断続器を開放する機
能を呈せしめ、前記共振器を２次の無限利得の純粋な巡
回セルとすると共に共振周波数ｆ、を中心周波数とし、
前記位相計によって前記共振器の出力信号ｓ　（ｔ）の
瞬時Ｔｕおよび零交差方向５ＰＡＳ。

を測定する検出手段と相俟って前記位相飛越しを検出し
得るようにする。

位相の検出は、既知の任意の手段により、特に互いに隣
接し、一方が正、他方が負の共振器の出力側の信号の２
つのサンプルから出発し、信号の零交差瞬時および零交
差方向を外挿的に探索することによって行うことができ
る。

しかし本発明装置の好適な例では周波数ｆ。、ｆｓおよ
び期間ｔ２を適宜選定してｂｆｓ・ｂ′ｆ０（ここにｂ
およびｂ′は整数、ｔ、ｆｓ≧ｂ’）　となるようにし
、前記瞬時Ｔｕを検出手段の出力側で期間ｔ２の第２作
動フェーズ中最小絶対値を有するサンプルの順序数によ
り表わすようにする。これがため共振器の出力側のサン
プルが期間Ｔ′の周期的パターンの形態で得られる一連
の値を構成し、且つ期間Ｔ′に限定すべき期間ｔ２に対
しては最下位のサンプルを識別し得、その発生瞬時Ｔｕ
および信号が零点を通過する方向ＳＰＡＳｕをメモリに
記憶することができる。

信号をデジタル処理するに好適な本発明装置の他の例で
は各シーケンス期間α中前記弁別手段によって種々のシ
ーケンスの瞬時Ｔｕおよび関連する値ＳＰＡＳｕ間の二
重差分に従い二重差分式ＣＡＬＣを基とし位相測定を行
い位相飛越しの存在しない場合に各サンプリング周期に
零値を好適に生ぜしめると共に位相飛越しの発生後少な
くとも１個の非零位相値を好適に生ぜしめ、更に前記弁
別手段には不確定性を除去すると共にスレシホルド値Ｓ
（又はスレシホルド値Ｓ′およびＳ′）との比較を行う
手段を設け、これにより比較値がＡψ。にほぼ等しい場
合に前記位相値を有効とし得るようにする。

周期的な位相反転を行う２１００　Ｈｚ±２１　Ｈｚの
電話トーン信号を検出するようしにした本発明装置の他
の例では前記差分式をＣＡＬＣ＝　Ｔｕ−２Ｔｕ−２＋
Ｔｕ−４で表わし、その後前記弁別手段により位相飛越
しを表わす差分値ＣＡＬＣに対し次に示す作動を順次施
し、位相飛越しを次式（度）で表わすものとし、 −５ＰＡＳ、　Ｑ＋　５ＰＡＳ、−２＝ｌ　Ｃ＞　／ｌ
ψ、→Ａψ、　＋１８０゜他に　Ａψ。→Ａψ８ ここに記号■はモジュロ−２加算を示す。

・Ａψ、−）／１ψ。（ｎｏｄ−３６０°）ここにＡψ
、　（ｍｏｄ−３６０°）はＡψ８のモジュロ−３６０
°の値を示し、 ・Ａψｅ　＞　１８０°中Ａψ８→３６０°Ａψ８他に
　Ａψ０→Ａψ０ ・ノ１ψ、　　＞Ｓ　　Ｅ）　ＩＳＰＨＩｕ＝　１他に
　ｌ５ＰＩＩＩｕ＝　０ ここにＳは１８０°より小さな弁別器のスレシホルド値
、ｌ５ＰＩ（Ｉｕは前記瞬時Ｔｕに対する位相変化表示
器、 更にｌ５ＰＨＩ　ｕ＝　１によりｌ５Ｐ）ＩＩｕ２＝　
１を確認する際に検出すべき位相飛越しを有効とし得る
ようにする。

デジタル信号処理を行うようにした本発明装置の重要な
特徴は上述した所から明らかである。即ち上述した装置
は１ビツトデジタル入力サンプル、即ち符号によっての
み符号化されるサンプルに対し極めて好適である。精度
が僅かに低下するが処理作動が極めて簡単となる後者の
場合には装置により処理された信号の振幅は処理すべき
入力信号が如何なる振幅であっても常時一定の値となる
。

更に本発明はアナログ手段又はデジタル手段の何れに対
しても用いることができる。又信号をサンプリングし且
つデジタル処理することにより本発明装置を、デジタル
計算器、好適には例えばテキサス・インストラメンツ社
のＴＭＳ　３２　Ｑのようなデジタル計算器に好適なマ
イクロプロセッサ又はマイクロプログラムされた論理回
路に用いることができる。このマイクロプログラムされ
た論理回路は処理速度を高速とする場合に極めて好適で
あり、これにより特に標準の３２チャンネルパルス符号
変ｇｌｌｌ（ＰＣ！、１）信号を処理することができる
。

図面につき本発明を説明する。

各図面で対応する素子には同じ符号を付して摩る。

第１〜７図につき一例として説明する装置は、電話信号
を受け、この電話信号中に含まれるトーン信号（このト
ーン信号は２０７９Ｈｚおよび２１２１Ｈｚ間の周波数
ｆ０を有する）中に存在するいかなる断続位相反転をも
検出するように設計されている。

これらの位相反転を検出するのは主として、２つの原因
、すなわち、入力信号中に雑音が存在することと、装置
の入力端においてトーン信号の正確な値が分っていない
という事実とにより困難となる。第１図に示す装置はこ
れらの原因をできるだけ最良に除去するものであり、こ
の目的の為にこの装置は、電話入力信号ｅ　（ｔ）を受
ける入力端子１と論理信号に匹敵しうる信号ＳＯが生じ
る出力端子２との間に、一点鎖線で示す周波数変換器３
と、破線で示す断続器４と、一点鎖線で示す共振器５と
、位相計６との縦続接続回路を有している。これらの素
子３〜６はシーケンサ７により制御される。周波数ｆ、
の単一のトーンに制限されている入力信号ｅ（ｔ）をそ
の関連のスペクトルＥ　（ｆ）とともに第２ｂ図に示す
。この回路に関係のある他の信号は、断続器４が閉じた
際に、すなわちこの断続器が第１図に示す位置とは逆の
位置にある際に周波数変換器３により共振器５に供給さ
れる第２ｃ図に示す関連のスペクトルε′（ｆ）を有す
る信号ｅ　’　（ｔ）と、共振器５により位相計６に供
給されるｉ２ｄ図に示す関連のスペクトル５（ｆ）を有
する信号５（ｔ）である。第２ａ図に示す伝達関数Ｈ（
ｆ）は、遮断周波数ｆｃを周波数１８に対して生じるお
それのある周波数偏移Ａｆ０の少なくとも半分に等しく
する必要のある、すなわち ｆｃ　　≧Ａｆ、／２ とする必要のある低域通過フィルタの関数に類似するも
のである。前述したところで選択した数値例では、この
周波数偏移Ａｆ、は４２　Ｈｚに等しい。

入力信号ｅ（ｔ）はアナログ信号とすることができ、或
いはデジタルサンプルｅ　（ｎＴ）の形態で生せしめる
こともできる。ここにＴはサンプリング周期である。周
波数変換器３は信号ｅ（ｔ）を信号ｅ　’　（ｔ）に変
換する。周波数領域では、周波数ｆ、における唯一のラ
インがｆ＠−ｆｃおよびｆ、＋ｆＣ間の周波数を有する
通過帯域スペクトルに変換される。この通過帯域スペク
トルの振幅はほぼ一定であり、人力正弦波が振幅制限さ
れなかった場合にはこの人力正弦波の振幅に等しい。信
号はデジタル的に処理するのが好ましく、この場合周波
数変換器３が低域通過フィルタのサンプリングされたイ
ンパルス応答ｈ　（ｎＴ）を有するフィルタメモリ８を
具える。このフィルタの係数は第２ａ図の伝達関数Ｈ（
ｆ）が得られるように計算されており、これら係数の１
５個を第２ａ図のグラフｈ　（ｔ）により線図的に示し
てあり、複数（多）導体９により供給される順次の２つ
の係数はサンプリング周期Ｔだけ離間されている。入力
端子１から到来する各サンプルには乗算器１１内で各周
期Ｔでフィルタメモリ８の対応する係数が乗ぜられる。

このフィルタメモリ８はフィルタの係数の個数に比例す
る期間１．の開動作し、この期間中断続器４が閉じる。

この係数の個数は、遮断傾斜や、通過帯域および阻止帯
域におけるリプル誤差に関して低域通過フィルタの伝達
関数に課せられる条件が高くなればなる程多くなる。期
間ｔ１中共振器５が励起され、この共振器が通過帯域Ｅ
　’　（ｆ）中の周波数ｆ。でラインを選択する。ここ
にｆ。は共振器５の共振周波数である。ｆｏおよびｆｃ
に対して選択すべき最適値は ｆ２＝　　ｆ、　　　、　　Ａｆ＠／２員１ｈ ＝　　ｆ、　　　−Δｆ、　／２　−−−−　　（１）
［。≧ｆｃ　　　＝　　Ａｆｅ／２　−−−−　　（２
）ａｌｒ＋ である。この選択は、対称性の理由で、ｆｏの値がｒ８
に対する可能な周波数偏移の範囲の中間に位置するよう
に行う。この場合、上記の式（２）中に等号記号で示す
ようにｆｃの値を最小にすることができる。しかし、ｆ
ｏはこの値がｆｏの周波数偏移の範囲内に維持されれば
異なる値に選択し、例えば他の基準を満足させることが
できる。この場合、ｆｃはＡｆ、／２よりも高い値をと
り、前述した開始基準が満足な状態に維持されるように
、すなわち５（ｆ）　（第２ｄ図）の唯一のラインが（
電話回線）　　Ｂ’（ｆ）（第２Ｃ図）の通過帯域に属
する周波数を有するようにする必要がある。

周波数変換器３は前述したように、位相変動を保存する
という、すなわち、信号ｅ（ｔ）　（第２ｂ図）中に現
われるいかなる位相飛越し自体も信号ｅ’（ｔ）　　（
第２Ｃ図）の全周波数帯域に亘って正確に繰返されると
いう興味ある特性を有している。

これらの状態の下では、入力端子１におけるトーン信号
の周波数値がいかなる値でも、この信号中に現われるい
かなる位相飛越しもそれ自体共振器５の出力信号５（ｔ
）中で正確に繰返される。期間ｔ１は少なくとも、周波
数変換器３のメモリ中に含まれる低域通過フィルタのイ
ンパルス応答の持続時間に等しい。断続器４が閉じてい
るこの期間には、この断続器４が開放する期間ｔ２が続
き、この期間ｔ２中共振器５は帰還され、それ自体内で
発振が生じ、その入力信号ｅ　’　（ｔ）は零値となり
、この共振器５は純粋な正弦波ｓ　（ｔ）を生じ、この
正弦波の周波数は一定でｆ。に等しく、振幅はほんのわ
ずか変化するおそれがあるだけである。この振幅変化は
本発明にとって重要なものではない。この期間ｔ２は、
考慮した動作サイクル（この持続時間αは期間ｔ１およ
びｔ２の和に等しい）中に位相計６により位相測定を行
いうるように選択する。第１図の装置のデジタル化の例
では、期間ｔ２中にフィルタメモリ８の零でない係数の
後に適当な個数（ｔ２／Ｔに等しい個数）の零値を複数
導体９に供給するようにすることにより断続器４の機能
を保存する手段を講じれば、この断続器４を物理的に省
略することができる。期間ｔ２の終了に際し、また次の
サイクルの期間ｔ１の全体或いは一部中に、位相計６は
アナログ或いはデジタル技術におけるいずれかの既知の
手段により、新たに測定した位相と前のサイクル中に測
定した位相とを比較し、これにより位相飛越しが直前の
サイクル中に生じたか否かを決定する。位相飛越しが検
出されると、この位相飛越しを位相計６内でしきい値と
比較し、これにより入力信号中に期待される所定の値Ａ
ψ８の位相飛越しと、この信号中に生じるおそれのある
異なる値の他の寄生位相飛越しとを弁別しうるようにす
る。値Ａψ８の位相飛越しが検出されると、装置の出力
端子２における出力信号ＳＯの状態が単安定或いは双安
定的に変化される。装置のデジタル化の例では、信号Ｓ
Ｏを純粋な論理信号とし、例えばＡψ８に等しい位相飛
越しがない場合の０状態から、αに等しくしうる期間中
にこのような位相飛越しが存在する際の１状態に変化す
るようにする。上述した動作シーケンスはシーケンサ７
１＝より得られ、このシーケンサ７は装置のアナログ化
の例では少なくとも導体１２を経て断続器４の開閉を制
御するとともに複数導体１３（斜めの線を交差させて示
しである）を経て前述したように位相計６の動作シーケ
ンスを制御する。装置のデジタル化の例では、導体１２
を省略し、フィルタメモリ８がシーケンサ７から複数導
体１４を経てその係数およびこれに続く零の係数の適切
なアドレスを受け、共振器５はそのレジスタを零にリセ
ットする為に導体１５を経てシーケンサ７に接続され、
位相計６は複数導体１３を経てシーケンサ７に常に接続
されているようにすることができる。第１図では共振器
５を純粋に巡回的な二次セル（この二次セル自体は既知
である）の形態のデジタル化の例で示しであることに注
意すべきであり、この例の共振器を第３図につき詳細に
説明する。

第３図は、装置の好適デジタル例の位相検出区分を示す
。入力端子ｌに供給される入力信号ｅ（ｔ）は１ビツト
、例えば８ビットＰＣＭ符号化サンプルの形態で存在す
るものとする。使用禁止トーン信号中の位相飛越しを検
出する基本原理は、第１および２図につき概説したよう
に２１００　Ｈｚを中心として完全な共振器を励起する
時間領域フィルタを用いることである。時間領域濾波動
作は、入力信号サンプルに対する所定の係数の乗算を各
サンプリング期間で行うことにある。従って、本例では
入力信号サンプルに、例えばｊビットで符号化された零
でない１２８個の係数を有する低域通過トランスバーサ
ルＦＩＲフィルタのインパルス応答カ乗ぜしめられる。

この時間領域乗算はフーリエ変換双対原理に応じて周波
数領域畳込みに対応する。

このフィルタは乗算器１１を除いて、マイクロプログラ
ムのＲＯＭメモリ１７の形態で物理的に実現でき、この
ＲＯＭメモリ１７にはシーケンサ７からアドレス母線１
８を経て持続時間αのアドレスサイクルが与えられる。

この多数の係数によれば、８ＫＨｚのサブリング速度を
考慮して阻止（消去）帯域および極めて制限されている
遷移帯域における減衰率が極めて高い周波数応答性を得
ることができるようになる。ＲＯＭメモリ１７は、アド
レスサイクルの開始時で期間ｔ１中に乗算器１１の第２
入力端に接続された複数導体２０を経て供給するＪビッ
トで符号化された１２７個の零でない係数に加えて、ア
ドレスサイクルの終了時に期間ｔ２中に供給する所定の
個数の零の係数を有している。係数を記憶する為には、
ＲＯＭメモ＋Ｊ１７において例えば１２ビツトの線形符
号を用いることができるも、例えば７ビツ）　ＰＣＭ符
号におけるように３つのセグメントビットト、３つの仮
数ビットと、１つの正負符号ビットとを有する復号（非
線形）符号を用いることもできる。

係数の値は、第２ａ図に規定したフィルタテンプレート
Ｈ（ｆ）が得られるように計算器内にローディングされ
たプログラムを合成する非巡回型フィルタを用いて既知
のように得ることができる。このフィルタの主たる利点
は、前述したように、入力信号のスペクトルを変形（偏
移）させることにより入力信号の位相変化を出力信号の
スペクトル成分のすべてに亘って生ぜしめるということ
である。

更に、このフィルタは、その後段に配置され、周波数Ｆ
。＝２１００　Ｈｚを中心とする極めて選択性のある帯
域通過フィルタとして動作する共振セル１９と相俟って
スプリアス雑音を良好に除外する。この共振セル１９の
出力端には、２１００　Ｈｚの周波数の正弦波信号ｓ　
（ｔ）が現れる。この信号のレベルおよび位相は、後述
するように入力信号ｅ（ｔ）のレベルおよび位相の関数
となる。このデジタル濾波動作は、周期性を有する入力
信号に対してＦＩＲフィルタのインパルス応答の持続時
間に相当する期間ｔｌ中に行われる。すなわち、この濾
波動作が、８　Ｋ）ｌｚのサンプリング速度ｆｓすなわ
ち１２５　μ秒当り１つのサンプルを許容しうるデジタ
ル信号の組を伝達する２０４８キロビット／秒の３２チ
ャンネルＰＣＭ信号の流れに対して行う場合には、 ｔｌ・１２７　　Ｘ１２５　＝　１５８７５　　μ秒＃
１６ミリ秒となる。

共振セル１９は、無限の利得を有し、ｆｏ・２１００　
Ｈｚを中心周波数とし、純粋な巡回型である二次セルと
するのが好ましい。１９８１年に発行された本“　ドラ
イドマン・二ニーメリック・ドウ・シニｘアル（Ｔｒａ
ｉｔｅｍｅｎｔ　ｎｕｍｅｒｉｑｕｅ　ｄｕ　ｓｉｇｎ
ａｌ）”の第１７８〜１９７頁に記載されたこのセルは
次式（３）を有する。

５（ｎＴ）　＝　ｅ　’　（ｎＴ）−ｂ、ｓ　Ｃ（ｎ−
１）Ｔ　］−ｂ２ｓ　　［（ｎ−２）Ｔ〕−−−−（３
）システム関数（単位サンプルの応答のＺ変換）は次式
（４）で書表わせる。

ここにＺ＝ｅｊ２ｒｃ″ｒ１である。この関数は（共振
器の特別な場合に）Ｚ位相面内の単位円上に位置する２
つの複素共役な極と原点における二重の零とを有してお
り、ｂｌおよびｂ２は以下の値を有する。

＝　−０，１５６９２−−−−−（５）ｂ２＝　１　　
　　　　−−−−−　（６）セル１９は第１および３図
に示すようにシステム関数（４）の式で表される動作を
直接行う回路を以って通常のように実現される。項Ｚ−
１およびＺ−２は遅延時間Ｔおよび２Ｔにそれぞれ相当
し、レジスフ２１および２２に記憶される。出力数ｓ　
（ｎＴ）　　はまず最初１度目の遅延が行われ、次に２
度目の遅延が行われ、それぞれ加算器２５で人力数ｅ　
′（ｎＴ）に加算される前に乗算器２３および２４でそ
れぞれ係数−ｂｌおよび−ｂ２が乗ぜられる。レジスタ
２１および２２は各計算窓の開始時に、すなわち持続時
間αの各サイクルの開始時に、シーケンサ７に接続され
ている導体２６を経て零にリセットされることに注意す
べきである。期間α−ｔ、中、すなわち期間ｔ２中、セ
ル１９の人力ｅ　’　（ｔ）　は零値を有しており、こ
のセル１９はそれ自体で自由に発振している。この期間
ｔ２中に信号５（ｔ）の位相がセル１９の右側に位置す
る第３図の回路部分により測定される。従ってこの共振
セルは入力フィルタ（１１，１７，２０）のインパルス
応答の持続時間である期間ｔ１中周期的に励起される。

この期間（１の終了時にはセルの入力ｅ　’　（ｔ）　
は零となり、その出力５（ｔ）の振幅が安定し、期間α
−１，＝　１．を用いて当該持続時間αのサイクルに対
する位相を測定して順次のサイクル間の位相比較を行い
、あるサイクルから他のサイクルへの位相変化を検出す
る。各期間〔ｐα、ｐα＋ｔ１〕における乗算結果の信
号は以下の通りである。ただしｈ　（ｔ）は入力フィル
タのインパルス応答とする。また回路の入力端に存在す
る周波数ｆやの単一周波数信号を考慮するものとすると
、次式が満足される。

ｅ　’　（ｔ）　　＝　　ｅ（ｔ）　　・ｈ（ｔ）　　
　　　　　−−−−（力ｅ　’　（ｔ）　＝　５ｉｎ（
２πｆ＠ｔ＋ψ、）・ｈ（ｔ）ここにｔｅ（ｐα、ｐα
＋１＋）である。

トランスバーサルフィルタの周波数応答は１１（ｆ）　
＝　Ｒ（ｆ）　ｅ−ＪＰ（ｒ）で表わされる。

鑓波後の信号のフーリエ変換は以下の通りであＥ　’　
（ｒ）＝　ｅ−２，ｅＪ　（ｔ−１）Ｐ６１４Ｊ％１’
　、　　５ＬＡ（１）　、　。−２ｔｔｔｒｒ−ｒ、＋
　Ｌ。

＝　ｅ−ｎｕ　＜ｔ−ｔ　）　ｐｃＸ＋ｊ−、１１（「
−「、）共振セルは実際にスペクトル成分子。によって
、すなわち次式によって励起される。

ε’　（ｆｏ）Ｂ−”””ａ−’ａ　’＝”＊　−Ｈ（
ｆｏ−ｆｅ）　−−−（ｓ）従って、共振セルの出力端
における正弦波５（ｔ）の位相はこの成分に関連する。

従って、共振セルの出力端におけるトーン信号ｆ。＝２
１００　Ｈｚの位相ψ、　（ｐ）は ψ、　（ｐ）　＝ψ、　（Ｐ）−２π（ｆｏ−ｆｌり　
ｐ　α＋ｅ（ｆｏ）となる。ここにψ８（ｐ）は入力信
号の位相である。

２つの測定期間間では、θ（ｆｏ）が不変量であり、従
って２つの順次のフィルタ動作問での出力端における位
相変化は Ａψ＝ψ６（ｐ）−ψｅ（ｐ−１）−２π（ｆｏ−ｆ、
）α　　−一−０１となる。量２π（ｆＯ−ｆ、）　　
αは受信周波数ｆｅに依存する定数に１であり、測定を
考慮する場合には消去する必要がある。従って、入力信
号の位相飛越し中、出力信号における２１００　Ｈｚ　
　）−ン信号は同じ位相飛越しだけ、すなわち、 Ａψ、　＝　Ａ（１’、　＋　Ｋｌ　　　−−−−−（
１１）だけ影響を受ける。

Δψ５の順次の値に対してはｆｅの変化を無視すること
ができ、従って少なくとも互いに近いＡ（１’ｓの数個
の値に対して量２π（ｆｏ−ｆｅ）　　αを定数に１と
みなすという事実が正しいものとなる。

第３図に示す回路の右側部分は式（９）に規定されてい
る位相ψ、　（ｐ）を測定するのに用いられる。

この測定は、期間ｔ２中出力信号がとる最低値をマーキ
ングし、且つ２１００　Ｈｚ正弦波の零交差点と等しく
しうろこの最低値の識別時間を保持することにより行う
のが好ましい。１８０°の位相飛越しに関する不確定性
を除去する為に、瞬時Ｔｕでの零交差方向をも知る必要
がある。第３図の回路の第１出力端子２７には、例えば
正の傾斜に対して値Ｏを有し、負の傾斜に対しては値１
を有し、正弦波の零交差方向を表わす論理信号５ＰＡＳ
、が得られ第２複数出力端子２８には、例えば期間ｔ２
の開始時から計数すべき最小振幅サンプルの順序数Ｕを
考慮した信号Ｔ、が得られる。信号５ＰＡＳ、およびＴ
ｕを得る為には、信号５（ｔ）が供給されるレジスタ２
９を用い、このレジスタ２９は、信号５（ｔ）の零交差
点を捜す期間ｔ２中で比較器３１の出力が１”状態にあ
る際に有効となる周期Ｔのクロック信号により、シーケ
ンサ７から出ている導体３０を経て制御される。この有
効化は、２つの入力端が比較器３１およびシーケンサ７
の出力端にそれぞれ接続された論理積（ＡＮＤ＞ゲート
３２により与えられる。このＡＮＤゲート３２の出力端
は導体３３を経てレジスタ２９に接続されている。比較
器３１の複数入力信号は、整流回路３４により整流され
た後に第１複数入力端３５に得られる信号ｓ　（ｎＴ）
　　と、導体３７を経る第２複数入力端３６への多数出
力の帰還によって得られる信号ｓ　Ｃ（ｎ−１）Ｔ）で
あり、後者の信号はレジスタ２９において１クロック周
期の間遅延されている。更に、各サンプルの順序数はシ
ーケンサ７に接続された導体４０を経て例えば６ビツト
で符号化されてレジスタ２９に供給される。シーケンサ
７をレジスタ２９に接続する他の導体３８は、このレジ
スタのメモリ位置を値゛１”にセットする。すなわち期
間ｔ２の開始時にレジスタ２９に記憶サンプルの絶対最
大値を課する作用をする。第１の期間ｔ２では、この最
大値が導体３７を経て比較器３１に供給される。

入力端３６に右ける信号が入力端３５における振幅より
も小さな振幅を有する場合、比較器３Ｌ従ってＡＮＤゲ
ート３２の出力端に論理値１１０　Ｉ＋の信号が生じる
。これとは逆の状態の場合、素子３１および３２の出力
が論理値″１″′の状態に変化し、これによりレジスタ
２９における整流信号ｓ　（ｎＴ）の記憶値を制御する
。従って、互いに隣接するサンプル間の比較が各サンプ
リング期間中に行われ、レジスタ２９内に順次に記憶さ
れたサンプルの振幅が各状態変化で低くなる。これらの
いずれのサンプルにも付随して、対応するサンプルの順
序数が導体４０を経てレジスタ２９に記憶される。期間
ｔ２の終了時には、レジスタ２９はこの期間ｔ２中の信
号ｓ　（ｔ）の最下位サンプルの順序数Ｕを含んでいる
。期間ｔ２の終了時にはこの順序数Ｕが例えば６ビツト
で符号化されて複数導体３９を経て、計算された零交差
瞬時Ｔｕを記憶しているバッファレジスタ４１に伝達さ
れる。

このレジスタ４１はシーケンサ７に接続されている導体
４２を経て持続時間αの各サイクル周期で更新される。

信号５ＰＡＳＬＩ　自体は、レジスタ２９に供給される
信号ｓ　Ｃ（ｎ−１）Ｔ）であって対応するサンプルの
振幅およびその順序数が記憶されるのと同じ時にこのレ
ジスタに記憶される当該信号ｓ　［（ｎ−１）Ｔｌから
直接得られる。

正負符号ビットは信号が正（〉０）の場合値゛１″′を
有し、信号が負（〈０）の場合値“０”を有する為、信
号ＳＰＡＳｕに対する所望の論理値が実際に得られる。

すなわち、絶対値が減少する振幅を有する２つの順次の
サンプルに対し、正弦波の同じ正の傾斜は、第１サンプ
ルが負で次のサンプルが負或いは正のいずれかである２
つの場合に対応しくこのことを５ＰＡＳＵ＝０で表わし
うる）、同様に同じ振幅基準を用いた場合に正弦波の同
じ負の傾斜は、第１サンプルが正で次のサンプルが正或
いは負のいずれかである２つの場合に相当する（このこ
とを５ＰＡＳ。

＝１で表わしうる）。期間ｔ２中最低の振幅を有するサ
ンプルに相当する５ＰＡＳ、の特定値はサイクルの期間
αの終了時にレジスタ２９から導体４５を経てバッファ
レジスタ４１に伝達される。Ｔ、の測定および持続時間
ｔ２の選択は、短い期間ｔ２の選択を可能化してサイク
ル周期αの減少による位相測定速度の増大を達成せしめ
うるようにするとともに、期間Ｌ２中に互いに完全に異
なる振幅を有する多数のサンプルを得て正弦波の零交差
瞬時の測定に際して適切な精度、特に入力信号における
雑音に関する精度が得られ、これにより所望の位相飛越
しを弁別するしきい値（これらのしきい値は端子２７お
よび２８の後の信号処理動作中に存在する）間の間隔を
減少せしめうるようにする二重の目的に対し最適化しう
る。

周波数ｆ。およびｆｓをある算術的な相互性質を有する
ように選択することにより、所定の個数の正弦波の終了
時に、周期的な繰返しで完全に異なる振幅の多数のサン
プルを得ることができる。選択した基準は例えば数十個
程度の多数の順次のサンプル後に同じサンプルの列が再
び表されるようにすることである。この点で、周波数ｆ
。＝２１００）１ｚおよびｆ−＝　８０００　Ｈｚは、
正弦波５（ｎＴ）を表わすサンプルの列が、完全に異な
る振幅の８０個のサンプルの同じパターンに応じて同様
に繰返され、２つの順次のサンプルが正弦波ｓ　（ｎＴ
）に対して９４．５゜の角度だけ離間されるようなもの
である。絶対値をとっているサンプルの振幅に対しては
４０個のサンプルの列で充分であり、これにより複数導
体４０および３９上でのサンプルの順序数を６ビツトで
符号化しうるようにする。或いはまた、４０個のサンプ
ルの代わりに、周波数ｆｓ２＝　８にＨｚを維持したま
まで、且つ正弦波の零交差点の測定精度を改善する目的
で第２図につき説明したように周波数ｆ０に割当てた範
囲内にこの周波数ｆ。を維持したままで５０個までのサ
ンプルより成る列を選択することができる。しかし、対
称性の理由で、中心値ｆｅ＝２１００　Ｈｚを保ち、こ
れによりＴｕの値に対し±２．２５°に等しい対応する
位相精度が得られるようにするのが好ましい。サンプル
の繰返し列の形成を第４図に示す。この場合、−例とし
て比ｆ、／ｆｏ＝２０／３を選択している。すなわち、
２０個のサンプル、絶対値に関しては１０個のサンプル
の繰返し列を、正弦波が零を通過する方向に関する追加
の情報と関連して取出すサンプル間の角度間隔を５４°
としている。期間ｔ２は前述したデジタル例ではこれら
の１０個のサンプル或いはこれらの４０〜５０個のサン
プルの持続時間に制限しろる。

一般に、周波数［。＋Ｌおよび期間ｔ２はｂｆｓ＝　ｂ
’　ｆ。

となるように選択するのが有利である。ここに数すおよ
びｂ′は整数であり、 ｔ２ｆｓ　≧ｂ′ である。

第４図では、期間ｔ２を１７個程度のサンプルの持続時
間を有するように不必要に長く選択しである。

サイクル（ｐ＋１）　　αの期間中、Ｔ、　（Ｔｕ、、
で示す）は１０のサンプル順序数で表わされる。すなわ
ち、その位相は １０　Ｘ　５４　＝　５４０゜ である。サイクル（ｐ＋２）　　αの期間中、Ｔ、　（
Ｔｕ。２で示す）は５のサンプル順序数で表わされる。

すなわち、その位相は ５Ｘ５４’＝２７０゜ ７となる。

表記法を簡単化する為に、インデックスｐの変化とイン
デックスＵの変化とを対応させており、従って、インデ
ックスＵはこの記述では期間ｔ２中のサンプルの順序数
を表わすものではないことに注意すべきである。

位相差、１ψ２＝５４０−２７０＝２７０°はサイクル
（ｐ＋１）αの期間ｔ２或いはサイクル（ｐ＝２）αの
期間ｔ１中の入力信号の位相飛越しを表わしうる計算し
た位相状態を表わす。この位相飛越しが、共振セル１９
が励起されていない期間ｔ２中に生じる場合には、次の
サイクルの位相測定が正しいものとなる。しかし、この
位相飛越しが期間ｔ１中に生じる場合には、共振セルの
励起が妨害され、次の位相測定が誤りとなる。前述した
ように期間１．は一般に期間ｔ２よりも長い為、位相飛
越しは期間ｔ２中よりも期間ｔ１中に現われるおそれが
高くなる。この点は本発明の固有の欠点のように思える
が、この欠点は以下に第５〜７図につき説明するように
容易に補償しうる。実際には、位相飛越しの値を差に基
づいて正しく得る次の測定を待てば充分である。

一般に［。と相違する受信トーン信号の周波数値ｆ、に
よる位相成分に１・２π（ｆＯ−ｆ、）　　αと、位相
飛越し瞬時と関連して生じるおそれのある間違った測定
とを同時に除去する為に、信号の位相の変化を測定する
次式を選択するのが好ましい。

ＣＡＬＣ＝　Ｔ、　Ｔｕ−２（Ｔｕ−２−Ｔ、−４）＝
Ｔ、−２７．−２＋Ｔ、−，−−−−−Ｑ２）この場合
４αの期間中に１つの単一の位相飛越しが生じるものと
する。

考慮される一定移相（しかしこの一定移［目は弐〇りに
より相殺される）は に２＝２π（ｆｏ　　　ｒ＠）　　・２　ａ＝　２Ｋ。

である。α＋　ｔＩおよびｔ２に対する選択値はそれぞ
れα＝２４主２４ミｔ＋＝ｔ６ミリ秒およびｔ２＝８ミ
リ秒であるものとする。

式０りの選択が正しいということは以下の点から分かる
。位相変化の決定は、周波数Ｆ。＝２１００Ｈｚでの信
号の零交差点の探索或いは少なくとも測定期間ｔ２＝８
ミリ秒中の信号の最低値の探索と、測定動作の開始に対
する対応する瞬時Ｔｕの記憶値とに基づいて行われる。

順序数ｐ−１およびｐの２つの順次の測定間の移相量は Ａψ１＝２πｆｏ　（’ｒ、　−Ｔｕ−＋）　＋ｙ、　
　・Ｑ３１であり、これは位相変化Ａψを異なった方法
で表わしたものであり、この位相変化の１つの式は既に
前記の０１式で与えである。零交差方向がサイクル（ｐ
−１）とサイクルｐとで同じでない場合には、Ａψを１
８０°だけ増大させる必要がある。

前述したように、位相飛越しにより生じるおそれのある
共振セルの妨害を除く為の位相比較を行う為に次の測定
（すなわちサイクルｐ）が待たれる場合には、期間２α
中で考慮すべき位相変化は順序数ｐ＋１およびｐ−１の
サイクルで次式００によって表わされる。

Ａψ２（＋））＝２πｆｏ　（Ｔｕ＋＋　　Ｔｕ−＋　
）　＋　Ｃ・・・　００ ここに、Ａψに付しであるインデックス２は、位相変化
が２α毎に測定されるということを表し、Ｃは受信周波
数ｒ８に依存する定数である。定数Ｃを除く為には、２
αだけ離間したＡψの２つの値開の差を各期間αで考慮
し、この差が正しく測　　　定された位相変化Ａψ。： Ａψ、（ｐ）＝Ａψ２　（ｐ＋１）　　Ａψ２　（ｐ−
１）　　・・・　０５）を表わすようにする。

対称性の理由で、２つ遅い位相変化は １）、（ｐ＋２）　＝Ａψ２（ｐ＋３）−１’２（Ｉ］
＋１）−Ｑ６）であり、これが測定値Ａψ８（ｐ）の確
認となる。

従って、各時間窓α＝２４ミｌＪ秒の終了時に、Ａψ、
（ｐ）＝Ａψ２（ｐ”ｌ）　　Ａψ２（ｐｉ）Ａψ、（
ｐ）　＝ψ２（ｐ＋１）　　２ψ、（ｐ”ｌ）＋ψｓ　
（ｐ−３）・・・　面 を計算する必要がある。

Ａψ。（ｐ）を表わす量は前記の式αつによって与えら
れる量である。

ＣＡＬＣの値に基づいて、仕様書に合致した位相変化、
例えばＣＣＩＴＴ勧告Ｇ、　１６５に記載された場合に
対する位相反転が得られたか否かを推論することができ
る。

第５図は、位相飛越しがサイクルｐαの期間１゜中に生
じた場合に対し、式αつ〜Ｃ１？）に関連して説明した
ことを線図的に示している。位相飛越しが無い場合には
、Ａψ、の値が定数に＋に等しい。２αだけ離間した順
序数ｐ＋１およびｐ＋３のサイクルではＡψ２に対する
値はその正負符号を除いて正しくなる。図示していない
が、位相飛越しがサイクル（ｐ−１）αの期間ｔ２中に
生じる場合、順序数凱　ｐ＋１．ｐ＋２およびｐ＋３の
サイクルではＡψ。に対する値はその正負符号を除いて
正しくなる。この後者の場合には、二重の確認が得られ
る。

第６図は、第３図の端子２７および２８にそれぞれ接続
される入力端子４７および４８を有し、前述したように
位相飛越しＡψ。を弁別する回路を示す。

この回路は直列配置した４つの７ビツトレジスタ５１〜
５４を有し、これらレジスタはシーケンサ７（第３図）
から生ぜしめられる信号ＣＨにより各周期α＝２４ミリ
秒でローディングされる。式Ｑ２１のＣＡＬＣは、例え
ば第６図に示すようにこれらのレジスタから出発して、
２が乗算される乗算器５５と加減算器５６とによって得
られる。位相飛越し弁別プログラムメモリ５７は多数入
力端５８で信号ＣＡＬＣを受けるのに加えて、信号５Ｐ
ＡＳ、を入力端５９で、レジスタ５１〜５４において４
αだけ遅延された信号ＳＰＡＳｕ−４を入力端６１で、
信号ｌ５ＰＨＴ、−２を入力端６２で受ける。プログラ
マブル読取専用（ＰＲＯＭ）型としたメモリ５７はマイ
クロプログラミングされた論理モードで動作する。すな
わちこのメモリは、入力端５８．５９および６１が“０
”或いは“１”のいずれかを有するメモリ位置のアドレ
ス入力端を構成し、第７図の流れ図に応じて得れる、位
相変化を表わす論理信号ＩＳＰ旧が出力端６３に生じる
ようにプログラミングされている。αに等しい期間中に
出力端６３に現われる値ｌ５ＰＨＩ　＝　１は、所定値
Ａψ８の位相飛越しが装置の入力端１に現われたという
ことを表わす。しかし値ＩＳＰ旧＝０は、Ａψ８に極め
て近い位相飛越しがないということを表わす。

出力端６３は、例えばＤ型フリップ・フロップより成り
各期間α＝２４ミｌＪ秒でローディングされる２つのｌ
ビットレジスタ６４および６５を経て入力端６２に接続
されている。ＰＲＯＭメモリ５７内では、図示していな
いが、各シーケンスαにおいてＩＳＰＨＩｕおよびｌ５
Ｐ）＋１ｕ−２間で論理積（ＡＮＤ）関数が実効され、
これにより２αだけ前の順序数ｕ−２で生じた位相飛越
しＡψ、の検出の確認（順序数Ｕでの）を行う。このＡ
ＮＤ関数の結果は装置の出力端子２に伝達され、位相飛
越しＡψ。が入力端子に生じた場合に値“１”を、逆の
場合に値“０”を有する出力信号ＳＯを構成する。

メモリ５７のプログラミングは、まず最初小型コンピュ
ータ或いは小型計算器をプログラミングし、使用するプ
ログラムを第７図につき後述する流れ図に基づいて形成
し、入力端５８．５９および６１に存在する各２進数と
プログラミング動作により規定される内容“１”或いは
“０”　（これらの内容はこれらによってアドレスされ
るメモリ位置内に人力される）との間の関係を規定する
ようにすることにより行うのが好ましい。

第７図に示すように、まず最初ブロック６７で信号５（
ｔ）が順序数Ｕおよびｕ−４で零を交差する方向を検査
する。順序数ｕ−２の零交差方向は順序数ｕ−２では式
０り中に係数２が存在する為に生じない。この検査は排
他的ＯＲ論理関数（モジュロ−２加算）、 ＳＰ八へｕ　ＯＳＰＡＳｕ−２＝　　１で行われる。こ
の関数が成立する場合、すなわちＹは零交差方向が互い
に反対であるということを表わし、この場合ブロック６
８で、測定された位相値に１８０°が加えられる。これ
をＡ（１）＠→Ａψ８十１８０°で表わすことができる
。逆の場合（Ｎ）には、 ＳＰＡＳｕＯ３ＰＡＳｕ−＜　＝　０ となり、測定された位相値は変化しないままに、すなわ
ちブロック６９でＡψ８→Ａψ、にする。次の動作は、
位相値を、その０°および３６０°間の対応する値を探
索することにより３６０°までの値に制限することにあ
る。すなわちその値はモジュロ３６０°となり、これを
ブロック１７中にＡψ、−＋７ｉψ、　　（ｍａｄ　３
６０°）で表わす。位相飛越しが１８０°である場合に
は、Ａψ。の値を１８０°よりも小さな値に制限すれば
充分であり、このようにすれば、１つのみの比較しきい
値（判定しきい値）Ｓを用いるだけですむ。

この後者の検査はブロック７２で行われる。Ａψ８〉１
８０°の場合には、ブロック７３がＡψ６→３６０°−
Ａψ。

の動作を行い、逆の場合には位相値がブロック７４でそ
のまま保持される。すなわちＡψ８→Ａψ８となる。位
相値の、しきい値Ｓに対する比較は次のブロック７５で
行われる。Ａψ。がＳおよび１８０゜間にある場合には
、位相反転が入力信号ｅ　（ｔ）中にあるものとみなさ
れる。Ａψ８〉Ｓの場合ブロック７６でｌ５ＰＨＩ　（
ｕ）　＝　１とされ、それ以外の場合ブロック７７でｌ
５ＰＨＩ　（ｕ）　＝　Ｏとされる。この流れ図の最後
、すなわち検査ブロック７８　：　ｌ５ＰＨＩ　（ｕ−
２）　＝　１　。

ブロック７９：５Ｏ＝１およびブロック８１：ＳＯ＝　
Ｏは既に前述してあり、ＰＲＯＭ５７の書込プログラム
の一部を構成しない。信号ＳＯが存在する出力端子２は
ＡＮＤゲートより成るエコーキャンセラの使用禁止入力
端に接続する必要があり、その他の入力端にはＣＣＩＴ
Ｔ勧告Ｇ、　１６４による通常の使用禁止トーン検出器
によって発生せしめられる２進信号が供給される。電話
に適用する場合の数値例では、しきい値Ｓの選択は主な
２つのファクタ、すなわち情報ビットの消失或いは重な
りと関連する再同期化における寄生位相飛越しくＰＣＭ
におけるフレーム飛越し）に関する弁別（これらの飛越
しは１１０゜に達せしめることができる）と、位相反転
の場合１８０°±２５°である前述したＣＣＩＴＴ勧告
基準との２つのファクタの関数である。しきい値Ｓは１
１０゜〜１５５°の範囲の中間、すなわち１３２°に選
択するのが好ましい。この場合、雑音により１５５−１
３２＝２３°よりも大きな位相変化（この位相変化によ
ると信号対雑音比をＯｄＢまで減少せしめてしまう）を
生ぜしめないものとすると、Ａψ、　＝、１８０°の弁
別が正しいものとなる。雑音がない場合、位相変化はｌ
Ｏｏを越えず、従ってしきい値を１４５°にしつる。

複数入力端５８で数ＣＡＬＣにより例えば角度で表した
位相の正確な式は ｆ。

ル間の角度差を有する定数である。

構成を第３および６図に示した前述した本発明の実施例
では、入力信号のサンプリング動作を１つの単一ビット
、すなわち第３図に破線ブロック８３　（Ｓｇｎ）で示
す正負符号ビットに限定することができる。入力信号の
振幅を正規化するこの簡単化した実施例では、乗算器１
１をＰＲＯＭメモリ１７の所定の係数の簡単な正負符号
インバータに限定する。

第３図の回路では、信号５（ｔ）が零と交差する瞬時Ｔ
ｕを決定する他の既知の技術および方法を用いることも
できる。例えば、瞬時Ｔｕは反転した正負符号の２つの
サンプルが検出されると直ちに第１零交差点中の補間を
行うことにより得られる。

この目的の為に、破線で示すレジスタ８４を整流回路３
４とレジスタ２４の他の複数（Ｋ’−１）ビット入力端
との間に挿入する。この場合素子３１および３２は不要
である。関連の一対のサンプルが検出されると、これら
サンプルが補間器８５に供給され、この補間器により互
いに逆の２つの正負符号サンプルの振幅間で線形補間を
行う。このように計算されたサンプリング期間の一部が
時間Ｔに加えられて複数出力端８６を経てバッファレジ
スタ４１に供給される。補間器８５へのＴｕの供給は第
３図では切換スイッチ８７で記号的に示してあり、この
場合この切換スイッチを図示の位置とは逆の位置に設層
正確となる。

第３および６図に示す実施例は処理速度が速い為に３２
チャンネルＰＣＭ信号に適している。しかし、１つの電
話チャンネル或いは少数の電話チャンネルを処理するに
は、デジタル計算器をプログラミングすることにより本
発明による信号処理動作を実現したり、前述した説明に
応じて１個またはそれ以上のマイクロプロセッサを用い
るか或いは１個またはそれ以上の小型コンピュータを用
いるかということを本発明の範囲内で達成しうる。

第１図の装置はアナログ形態で実現することもできる。

フィルタ８は例えば、持続時間αの各周期で繰返される
ディラック（Ｄｉｒａｃ）パルスによって励起される能
動或いは受動のアナログ低域通過フィルタとする。乗算
器１１はアナログ電子素子の利用者便覧、特に米国の“
ナショナル・セミコンダクタ（Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｅ
ｍ１ｃｏｎｄｕｄｔｏｒ）”社によって発行された便覧
“リニア・アプリケーションズ（いｎｅａｒ　Ａｐｐｌ
ｉｃａｔｉｏｎｓ　）”に記載された既知のアナログ乗
算器とする。共振器５のＱはアナログ例では５００以上
の極めて大きな値とする必要がある。この回路を実現す
るには、例えば２０ｋＨｚで発振する電気機械共振子を
用いている米国特許第２、９０５．８１２号明細書に記
載されている共振器を用いることができる。継続器４自
体は市販素子であるアナログマルチプレクサによって実
現しうる。

図示していないが、信号５（ｔ）の零交差点の検出は、
一方の入力端を０ボルト点に接続した電圧比較器を用い
て容易に達成するよ“うにすることもできる。零交差点
の決定は例えば、比較器の２進出力信号の遷移瞬時に安
定化するランプ電圧により実現される。またアナログ−
デジタル変換器により、零交差瞬時Ｔｕに対応する得ら
れたランプ電圧の符号化値を生せしめる手段を講じるこ
とができる。この瞬時は例えば比較器の出力信号により
制御されるデジタルカウンタにより生ぜしめる。

更に本発明は、トーン信号中で４５０ミリ秒だけ互いに
離間された位相反転を弁別することのみに限定されず、
電話信号以外の、例えば鉄道通信回路網と関連する単−
周波或いは多周波電気信号において０°〜３６０°の範
囲のいかなる所定の値の位相飛越しをも弁別するように
することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の構成を示すブロック図、第２ａ、
　２ｂ、　２ｃ及び２ｃ図は本発明装置の周波数変換器
の伝達関数及び本発明装置により処理された３種類の信
号を関連するスペクトルと共に示す時間ダイアグラム、 第３図は本発明装置の信号の位相飛越しを検出する区分
を詳細に示すブロック回路図、第４図は本発明装置の作
動シーケンスを示す説明図、 ′第５図は入力信号の位相飛越しを識別する作動モード
を示す動作説明図、 第６図は第３図に示される位相飛越し検出区分と相俟っ
て位相飛越し弁別を行う区分の好適な例を詳細に示すブ
ロック回路図、 第７図は第６図に示される位相飛越し弁別区分の作動モ
ードを示す流れ図である。 １・・・入力端子　　　　２・・・出力端子３・・・周
波数変換器　　４・・・断続器５・・・共振器　　　　
　６・・・位相計７・・・シーケンサ　　　訃・・フィ
ルタメモリ９、１３．１４・・・複数（多）導体 １１・・・乗算器　　　　　１７・・・ＲＯＭメモリ１
９・・・共振セル ２１、２２．　２９．５１〜５４．６４．６５．８４・
・・レジスタ２３、２４・・・乗算器　　　２５・・・
加算器３１・・・比較器　　　　　３４・・・整流回路
４１・・・バッファレジスタ ５５・・・乗算器　　　　　５６・・・加減算器５７・
・・位相飛越し弁別プログラムメモリ８５・・・補間器 特許出願人　　　　テレコミユニカシオン・ラジオエレ
クトロニク・工・ テレホニク・テ・アール・テ （内容に変更なし） 手　　続　　補　　正　　書（方式） 昭和６３年　１月　６日 特許庁長官　　小　　川　　邦　　夫　　殿■、事件の
表示 昭和６２年特許願第９９６２４号 ２、発明の名称 周期的信号における位相飛越しを検出識別する装置３、
補正をする者 事件との関係　　特許出願人 名　称　　テレコミユニカシオン・ラジオエレクト［工
・テレホニク・テ・アール・テ ４、代理人 ６、補正の対象　　明細書の「図面の簡単な説明」の樹
皮Ｃ７、補正の内容　（別紙のとおり） 図面中第２図の図番を別紙訂正図の通え１、明細書第５
４頁第１９行の 「第２ａ、２ｂ、２ｃ及び２ｄ図」を「第２図」に訂正
する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電気的入力信号ｅ（ｔ）に含まれる周波数ｆ＿ｅの
   周期的電気信号における予定値Δψ＿ｅの位相飛越しを
   検出し、識別する装置において、入力信号の周波数スペ
   クトルを前記周期的信号の振幅に比例する振幅の連続帯
   域スペクトルに変換し、中心周波数ｆ＿ｅの周波数帯域
   を有する周波数変換器と、断続器と、前記連続帯域内の
   周波数ｆ＿０で共振する共振器と、検出手段および後続
   の弁別手段により構成される位相計とを具え、これら回
   路素子は入力端子および出力端子間に従属接続配置され
   、これら回路素子の全部を期間αの規則正しい間隔で値
   Δψ＿ｅの任意の位相飛越しを検出且つ識別し得るシー
   ケンサによって制御し、前記期間αの各シーケンスを各
   々が一定の期間を有する２つの動作フェーズ、即ち前記
   断続器を閉成し、前記周波数変換器および共振器を作動
   状態とする期間ｔ＿１の第１動作フェーズおよび前記断
   続器を開放し前記共振器を自動的に作動させる期間ｔ＿
   ２の第２動作フェーズ中前記位相計により前記位相飛越
   しを検出し、その識別を開始するようにしたことを特徴
   とする周期的信号における位相飛越しを検出識別する装
   置。 ２、サンプリング比ｆ＿ｓで発生するデジタルサンプル
   の形態の入力信号に適用する特許請求の範囲第１項に記
   載の装置において、前記シーケンサに周波数ｆ＿ｓのク
   ロックパルス発生器を設け、前記周波数変換器を時間ド
   メインフィルタとし、前記入力信号のサンプルを乗算器
   でこれに前記フィルタを特徴付ける零でない係数のシー
   ケンス後サンプリング比ｆ＿ｓで移送された前記時間ド
   メインフィルタの零係数を任意に乗算して期間ｔ＿２中
   前記断続器を開放する機能を呈せしめ、前記共振器を２
   次の無限利得の純粋な巡回セルとすると共に共振周波数
   ｆ＿０を中心周波数とし、前記位相計によって前記共振
   器の出力信号ｓ（ｔ）の瞬時Ｔ＿ｕおよび零交差方向Ｓ
   ＰＡＳ＿ｕを測定する検出手段と相俟って前記位相飛越
   しを検出するようにしたことを特徴とする周期的信号に
   おける位相飛越しを検出識別する装置。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の装置において、周波
   数ｆ＿０、ｆ＿ｓおよび期間ｔ＿２を適宜選定してｂｆ
   ＿ｓ＝ｂ′ｆ＿０（ここにｂおよびｂ′は整数、ｔ＿２
   ｆ＿ｓ≧ｂ′）となるようにし、前記瞬時Ｔ＿ｕを検出
   手段の出力側で期間ｔ＿２の第２作動フェーズ中最小絶
   対値を有するサンプルの順序数により表わすようにした
   ことを特徴とする周期的信号における位相飛越しを検出
   識別する装置。 ４、特許請求の範囲第２項又は第３項に記載の装置にお
   いて、各シーケンス期間α中前記弁別手段によって種々
   のシーケンスの瞬時Ｔ＿Ｕおよび関連する値ＳＰＡＳ＿
   ｕ間の二重差分に従い二重差分式ＣＡＬＣを基とし位相
   測定を行い位相飛越しの存在しない場合に各サンプリン
   グ周期に零値を好適に生ぜしめると共に位相飛越しの発
   生後少なくとも１個の非零位相値を好適に生ぜしめ、更
   に前記弁別手段には不確定性を除去すると共にスレシホ
   ルド値Ｓ（又はスレシホルド値Ｓ′およびＳ″）との比
   較を行う手段を設け、これにより比較値がΔψ＿ｅにほ
   ぼ等しい場合に前記位相値を有効とし得るようにしたこ
   とを特徴とする周期的信号における位相飛越しを検出識
   別する装置。 ５、電話トーン信号に適用し得る特許請求の範囲第２項
   〜第４項の何れかの項に記載の装置において、位相反転
   器を具え、前記電話トーン信号はデータ送信モーデムに
   より送信すると共にこれにより前記位相反転の識別と相
   俟って前記モーデムに関連する４線式電話線に設けられ
   た１個又は複数個のエコーキャンセラの作動を使用禁止
   状態にするようにしたことを特徴とする周期的信号にお
   ける位相飛越しを検出識別する装置。 ６、位相反転器を具え、前記電話トーン信号はデータ送
   信モーデムにより送信すると共にこれにより前記位相反
   転の識別と相俟って前記モーデムに関連する４線式電話
   線に設けられた１個又は複数個のエコーキャンセラの作
   動を使用禁止状態にするようにした周波数ｆ＿ｅ＝２１
   ００Ｈｚの電話トーン信号に適用し得る特許請求の範囲
   第４項に記載の装置において、前記差分式をＣＡＬＣ＝
   Ｔ＿ｕ−２Ｔ＿ｕ＿−＿２＋Ｔ＿ｕ＿−＿４で表わし、
   その後前記弁別手段により位相飛越しを表わす差分値Ｃ
   ＡＬＣに対し次に示す作動を順次施し、位相飛越しを次
   式（度）で表わすものとし、 ・ＳＰＡＳ＿ｕ■ＳＰＡＳ＿Ｕ＿−＿４＝１■Δψ＿ｅ
   →Δψ＿ｅ＋１８０°他にΔψ＿ｅ→Δψ＿ｅ ここに記号■はモジュロー２加算を示す。 ・Δψ＿ｅ→Δψ＿ｅ（ｍｏｄ−３６０°）ここにΔψ
   ＿ｅ（ｍｏｄ−３６０°）はΔψ＿ｅのモジュロー３６
   ０°の値を示し、 ・Δψ＿ｅ＞１８０°■Δψ＿ｅ→３６０°Δψ＿ｅ他
   にΔψ＿ｅ→Δψ＿ｅ ・Δψ＿ｅ＞Ｓ■ＩＳＰＨＩ＿ｕ＝１ 他にＩＳＰＨＩ＿ｕ＝０ ここにＳは１８０°より小さな弁別器のス レシホルド値、ＩＳＰＨＩ＿ｕは前記瞬時Ｔ＿Ｕに対す
   る位相変化表示器、 更にＩＳＰＨＩ＿ｕ＝１によりＩＳＰＨＩ＿ｕ＿−＿２
   ＝１を確認する際に検出すべき位相飛越しを有効とする
   ようにしたことを特徴とする周期的信号における位相飛
   越しを検出識別する装置。 ７、特許請求の範囲第２項〜第６項の何れかの項に記載
   の装置において、装置をデジタル計算器により構成した
   ことを特徴とする周期的信号における位相飛越しを検出
   識別する装置。 ８、３２チャンネルＰＣＭ電話信号に適用し得る特許請
   求の範囲第２項〜第６項の何れかの項に記載の装置にお
   いて、装置をマイクロプログラムされた論理回路により
   構成し、この際、周波数変換器を１個のＰＲＯＭメモリ
   とし、位相計には複数個のＰＲＯＭメモリを設け、その
   うちの１個のＰＲＯＭメモリを用いて位相飛越しを識別
   するようにしたことを特徴とする周期的信号における位
   相飛越しを検出識別する装置。 ９、特許請求の範囲第２項〜第８項の何れかの項に記載
   の装置において、入力端子をその符号ビットにより符号
   化されるサンプルの形態で生ぜしめるようにしたことを
   特徴とする周期的信号における位相飛越しを検出識別す
   る装置。