JPS631394A - 位置制御誘導電動機式サ−ボ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は誘導電動機の可変周波数駆動において，位置
制御用サーボ装置に適した稼動厄答性能を得るようにし
た装置の改良に関するものである。

従来よシ可変周波数電源によシ誘導電動機を周波数制御
することが刈られている。又，その周波数をゼロから変
えることも矧られている。

しかしながら．本発明の目的とする位置サーボ装置の観
点から見た場合，従来の可変周波数電源における周波数
零なる意味は厳密さを欠き．最も多く使用されている方
形波インバータにおいては．実際上数ＨＺ以上でないと
実用できなかった。又，正弦波近似した多重インバータ
やＰＷＭインバータが知られているが．その最も根本的
な周波数制御手段についてつきつめると，例えば第１０
図（ｂ）に示すごとき階段波パｉ−ンを基本としたもの
で，これらは方形波を重量したものに過ぎない。

そして更に，正弦波性を改善ナベ〈各種の基準波形発生
手段及びこれに合せるべく電圧制御ナることが提案され
ている。しかるに．これらはどこまで行ってもトルク脈
動を軽減することが目的で，速度次元の円滑さを向上す
るものであった。

他方．訪導電動機においてけ滑シがあることは周卸で，
この滑シの存在によって筒波数がゼロであることと速度
が１ゼロ′であることは同一でない。そして．むしろ前
記のようなトルク脈動ｆ軽減するためには．この滑りを
活用し，トルク脈動周波数が低下して速度脈動を発生す
ることを防止すべく．周波数を所定値以上にしておくこ
とが仰られている。この例が第１図である。この場合，
１！流や電圧の制御によってトルクが連続制御され，速
度の円滑さを確保する上で前記正弦波状にするよりも一
層根本的な改良を行っている。何故なら，前記パターン
発生器はそれ自身の歪みを厳密に回避することができず
，速度やトルクはパターン自身の歪みに依存する。これ
に対して，所定値以上の周波数にしておく方式は．パタ
ーン発生器自身の歪みを許容している。

以上は，従来の速度制御における技術思想である。

次に本屍明が対象とする位置サーボ装置においては．良
く知られているように．交流箪圧を制御して滑シ？変え
．もって速度や位置制御する方式がある。この方式は損
失が大きい欠点があった。

他方周波数制御した位置サーボは．周却なものがない。

特に．回転角にして数度以下．位置　゛にして１ｎ以下
の微細位置制御サーボに関する周知の技術は見当らない
。

ここで．容易に考えられることは．位置検出手段を設け
て前述周昶の周波数速度制御手段とによりフィードバッ
クｆｈｌｌ　Ｔｈすることである。

しかるに．この組み合せが鞠知の技術としていまだに世
に出ていないだけの根深い諸問題がそこに秘められてい
る。

これらの問題は本発明の明細曹において明らかにされ．
且つその解決等が与えられる。ここで前もって示唆を与
えると，■トルク発生遅れがある事，■トルク発生遅れ
を解消しようとすると誘導電動機が１同期電ｒ！ｈ機″
として挙動する墨である。二次導線（二次導体）を短絡
した誘４Ｋ動機は，この二次導線のために空隙磁束を過
去の状態に固持する作用を持“ク。この空隙磁束が変化
し得る時定数は数十ｍｓｅｃ−数百ｍＳｅｃである。し
かるに．位置サーボにおいては．全速度から停止するま
での時間でも数十ｍ　ｓｅｃが要求される。低速度から
所定位置に停止する場合であれば，数ｍｓｅｃ以内であ
る。また，刻々変速しつつ且つ刻々連続位置制御する場
合も，後者に相当する。そしてかかる短時間オーダ内に
関して，誘導電動機の二次側母心は定磁束源即ち同期電
動機界磁として挙動する・そして・もし過去の空隙磁束
が小さければその小さい値の磁束源でしかない。

このように．直流界磁を持つ直流電動機と異なり，根本
的問題を含み，これらが，位置サーボとして適用し難い
埋由である。これらここで示唆したことけ周仰でない。

以下．詳細に順を追って説明する。

第１図は．トルク脈動を改良する前述従来思想を応用し
た誘４Ｗ動機速度制御（速度サーボ）装置の一例１管示
十構成図である。同図において．（６）は電源，　　（
２００）は可Ｋ鵬波数交流給電装置．（１００）は誘導
′ＫＩＬＩ−機である。（４４０’）は滑シ鞠波数制御
のための鞠波数変調機で．一次巻線（４０１’）に滑シ
周波砂Ｓｆｓの交流を印加し．二次巻線（４０２’）に
回転速度Ｆ＃ｄ波数（１）１と上記滑り周波数Ｓｆｓと
の相の周波数ｆｓ　＝（ｆｍ＋８ｆｓ）を取９出す多相
低周波交流励磁巻線を持つ発冨磯（例えば一次．二次共
に巻勝形の訪導機．シンクロ，セルシンなどと同様格造
）である。（４３０’）は周波数特に滑り成分である滑
９周波数を設定制御干るための周波数制御手段で，誘導
竃重ノ１機を最適力率ひいては宿，流対トルク比例係数
が最大条件．あるいけ最大トルクとなる滑シ周波数，あ
るいは最大効率となる滑り周波数等々．最適滑＃）ＶＣ
保つだめに．所定正滑シ周彼数（ｆ）　ｆ　ｓ　Ｏと所
定負滑り周波数ｅｆｓｏとの２値制御を行う。

他方，トルクや速度の制御は，給電々圧Ｖ又は給［々流
工を制御し，そのだめの制御設定値（又は制御信号）資
又け工θを上記給１ｌＬ装置（２００）に与える給電々
流制御手段（５０１）を設け．これによシ，トルクや速
度を連α的に制伽するものである。ここにＶ，　　工，
はその代表値を意味するものとする。速度帰還制御のた
めには．速度検出器（６２０）の出力θと速度指令θ日
との比較制御を行うだめの速度比較手段（３２０）　？
設け，この比較出力τに応動して上記給電電圧Ｖ又は給
電電流工を制御するものである。そして．上記滑シ周波
数１３ｆｓけ．上記τに応動して最適化ナベ〈２値制御
する。

上記従来装置は．速度サーボとして優れた応答性能を有
する。即ち，　　（２００）　（１００）　（４４０’
）（４３ｏ’）　（ｓｏ１）からなる構成は，「誘導機
を用いたブラシなし直流機．１気学会誌Ｖｏｌ．８８−
１０，Ｎｏ．９６１　，　　ＰＰ　１８８５〜１８９３
Ｊと同様の構成であって，最大トルク加減速機能を有し
．加速時間や減速時間が短かく．刀口速度や減速度を大
きくできふ將長を有する。

他方，位置制御用サーボ装置においては，１６時体費中
にふ・いて．所望位省Ｋ達ナる毎にひんぱんに停止状態
になる。侠言ナれば．休勾中の停止状態とけ，引きｖｃ
ｔｋ指令位伽の変化が起こり得る状態で，回転駆動状態
へ即座に入る待期状態（ヌ４ンバイ状態）である。

しかるに．従来の直流貨動機式閉ループ位０制御サーボ
と同様に．給′山゛・《圧又は給可竃流をＦｋＪ波砂と
ともに述統制御濾とした，第１図従来例の場合，上記の
ような停止状態を介仕すせっつ位蓄如１紙する用途にお
いては次の問題を生じる。位置制御サーボ装貨において
は．負荷は定速負荷トルク（摩理トルクなど）よりも，
応答速度を窩〈寸るために慣性負荷に吸収される過渡加
減速トルクの方が大きなウェイトを持つ。

そして．上記障動中の停止状態Ｋおいては．モー４発生
所要トルクは負荷反抗トルクであって．この負荷反抗ト
ルクは通常ｆｆｌ［負荷では皆無に近い。摩擦トルクが
確率的に上記反抗トルクと同様に停止状態トルクに加わ
る確率が存在ナるが，慣性の影響と微小行き過ぎ（許容
誤差内）や，系の動特性や，微妙な外乱などで不確定な
ものである。父上記摩擦トルクが反抗トルクとして負の
値（通常電動トルクと逆方向）になることもある。いづ
れにしても．摩擦トルクは不確定なもので．停止状態ト
ルクの確定成分にならない。従って．上記停止状懇時の
モータ発生トルクが僅少になる機会が多くある。更にも
し摩擦トルクが運よく加わったとしても，モータ最犬ト
ルク（加速慣性トルクを含む）と対比すれば．やはシ停
止状態時のモーｉ発生トルクは小さ込。

さて．前記第１図従来例において，上記停止状態所要発
生トルクが小さーと言うことは．上記少なくとも給電電
流工ひいてはその設定制御量工８自体も停止状態時には
小さくなることを意味する。

即ち．給電電圧や給ＩＪｔ′ｒｌＬ流を連続制御量とし
ているので．上記停止状態では，上記給電電圧や給ｌＫ
電流が小さい値であるような静止原点近傍の状態に入る
。

この他，定速運転状態においても慣性加速トルク成分が
なくなるので軽負荷トルクとなシ．モーｌ所要発生トル
クが小さく，やはり給！電流が極小さい値になる。

このように，慣性とその加減速トルクが主たるモーｉ所
要最大トルクを決定づける，位置サーボ装置や，稼動中
に停止状態に入ることを要する位，置サーボ装置におい
ては．給電電流が小さい値となる状態を生じる。

ところが，誘導厄勤機，特にカゴ形誘４電動機のように
短絡二次巻線（二次導体を含む）ｆ有し，二次巻線へ能
動的電源から別途給電する二次給電電源を持たない．通
常の誘４ｔ動機においては，次の問題がある。

今，上記一次給電ｔ流工が小さくなった時，その電流値
が最大トルク時の電流Ｉｍａｘと対比して充分小さく．
ほぼ零であるものと見なす。

このような状態においては．第２図（ａ）の如く．一次
巻線（１０１）や二次巻線（二次導体）　（１０２）の
電流はほぼ零（非常に小さい）で，これに伴い空隙（１
０５）の磁束もほぼ零（非常に小さい）になる。

次に，停止状態（又は定速状態）からスタートして加速
（又は加減速）すべ〈電流を給電すると．その給電初期
においては，第２図（ｂ）のような電流分布となる。即
ち，一次巻線（１０１ａ）〜（１０１ｆ）の電流を相殺
する二次巻！（二次導体）（１０２ａ）〜（１０２ｆ）
′ｔｔ流を発生し，空隙（１ア）には即座に空隙磁束を
発生しない。あるいは．もし少々の空隙磁束が初期値と
して存在していたとしても，給電電流（又は給電電圧）
に即応した大きい空隙磁束を発生しない。

そして．第２図（ｂ）の電流分布で明らかなように．上
記相殺電流分布ではトルクを発生しない。

そして，上記空隙磁束は長い時間遅れをもって漸増し．
この空隙磁束の漸増にともなってトルクを発生し始める
。かかる時間遅れ現象及び過渡電流分布相殺の関係は，
上記一次巻線給電電流分布が回転している回転磁界の時
でも同様である。即ち．一次電流の回転に伴って．上記
相殺二次電流も回転する。

以上の説明から明らかなように，第１図従来例において
は，停止状態（位置指令待期状態）からスａ−｝する場
合や，定速運転中から加速又は減速に移る場合のように
，トルクを急増させる必要の生じた時に，前記理由でト
ルク急増が困難で，時間遅れを生じる。

トルクを減少させる時は，一次給電電流工を減少させる
だけで発生トルクも減少する。即ち，トルク減少過渡時
には前記遅れを生じない。しかし，トルクが小さい値の
初期状態から，トルクの大きい状態へ移るトルク増大過
渡時には前記の遅れを生じる。

かかる，トルク僅少値からのトルク増大過渡事態は，前
述の如く位置制御用サーボ装置において常時稼動中に生
ずる。特に，指令待期中の停止状態から回転を始める時
に生じる。

このように．位置制御用サーボ装置においては．前述従
来例では，トルク増大遅れを生じる欠点があった。ひい
ては．位置制御の応答速度を低下させる欠点があった。

一般に．誘導電動機に限らず時間遅れが存在することが
知られている。そして一次電圧制御を行い，滑シを大幅
・に変化させる従来のサーボ用誘導電動機においては．
二次抵抗や空隙を大きくして．時定数を短縮する方法が
知られている。この発明に係る可変周波数給電式サーボ
装置においても，上記二次抵抗の増大や空隙の増大や．
一次リーケージインダクタンスあるいは二次リーケージ
インダクタンスの減少などが．上記時定数の短縮に効果
がある。しかし．前述のトルク僅少値からトルク増大過
渡時のトルク増大遅れ（減少時は遅れない）現象に関し
ては，時定数が短縮されるだけで根本的解消にならない
。そして，逆に定常特性の悪化例えば効率低下を伴う。

このような．過渡特性の問題のために，誘導電動機（特
にカゴ形．特に高抵抗カゴ形でない標準抵抗カゴ形）は
，機械駆動用位置サーボ装置として，充分なる操作速度
を得難かった。

また，電流制御形（電流形）インパータや，電流制御形
（ｔ流形）サイクロコンバータで駆動する場合に，前述
の如く電流制御系が働き．前記問題を生じる。

゛他方，電圧制御形では電流が不確定となシ，特に停止
状態でやはうその不確定性の故に同じ問題を生じる。

この発明は，可変周波数給電方式の位置制御用誘導電動
機式サーボ装置におｂて，トルク増大遅れを解消するこ
とを目的とする。

特に，稼動中の停止状態（待期状態）から，スタートす
る場合の．僅少発生トルク初期値からトルク急増させて
加速するだめのトルク増大に関し，このトルク増大遅れ
を解消することを目的とする。

この発明の他の目的は，上記トルク増大遅れを溜消した
，位置制御用誘導電動機式サーボ装置Ｋおいて．更に改
良されたいくつかの制御構成方式を提供することを目的
とする。

又．位置検出して帰還制御し．所望の位置に制御する閉
ループ制御式位置サーボ装置においては，負荷外乱に対
する勤的誤差の問題があった。かかる負荷外乱（擾乱）
は比較的大きな動力を要するパワーサーボにつきもので
ある。例えば，工作機械や各種産業用機械などの場合の
負荷トルク変動や衡撃性負荷（例えばギアのバックラッ
シュによるギアのかみ合い初期など動力伝達機構による
もの）。あるいは多軸制御における，他のサーボ系の運
動に伴う機械負荷系を介した令種，干渉，振動．衝撃な
どである。

これら，負荷外乱（外力負荷トルク変動）に対する性能
を表現するために，負荷トルク変動振巾ΔＴｄが所定一
定値．且つその変動周波数が己の時の．外乱による位置
誤差をεｄとする。

そして．上記変動周波数ωｄｆ変えた時の，誤差εｄの
大きさを表らわした負荷トルク外乱周波数特性について
見る。通常この外乱周波数特性は第３図のような曲線と
なる。

即ち，ωｄ＝ｏの時は静止外力に相当し，そのサーボ系
の静止特性で決まる誤差εＢで，通常この誤差で評価さ
れている。低周波領域では，同程度誤差である。

トルク外乱周波数が高くなって来ると，外力によって生
じる誤差を帰還制御で引き戻すのが遅れ，誤差εｄが増
大して来る。そして，慣性やサーボ系の特性で決まる固
有周波数ωｒ近傍で最大誤差ε（ｉｍｌＬＸに達する。

更にトルク外乱周波数が更に高くなって来ると，電動機
慣性や負荷慣性自体で外乱トルクを吸収するようになる
ので誤差εｄは減少して行く。

即ち，閉ループ制御位置サーボは，上記固有周波数ωｒ
が比較的低周波領域にある。また．前述のようなトルク
増大遅れが大きいと．更に上記動的誤差εｄが大きぐな
シ．その固有周波数も低下する。これらは，閉ループ位
置サーボの欠点であつ九。誘導子形モータによる微細制
御寧れた開ループ位置サーボでは．固有周波数が極めて
高く，このような問題は少々い。

かかる．動的誤差は，工作機械の切削中，加工中の誤差
に最も大きく影響し，その加工精度，切削精度などに悪
影響を及ぼす。特に，加工面精度（面粗度，荒さ）の原
因になって詰る。

この発明は，上記動的誤差を軽減（動的精度を向上）＋
ることか可能である。

又，各種加工機械の加工面精度を向上することも可能で
ある。

この他，誘導！動機の一次電圧制御によシ位置サーボ装
置ｆ＄ｇ成した従来例はあるが，周波数制御によシ精密
微細制御用位置サーボ装置をつくられた例はない。その
理由は，一般的には構成の基本的技術思想自体がなかっ
たことによる。ここで本発明が実施例として提示すると
ころの構成に係シ，その構成に想到するに至るための主
髪な問題のブレークダウンをしておく。

第１の問題は．所期の制御精度（指令制御単位，許容精
度）ｆ！−得るに要する所要の制御量が何であるか，所
要の制御量の分解性能がいか程であるか．等々の相間関
係性が不明であった。

従って．基本構成簀素自体に要求される問題自体が不明
であった。

第２の問題は，上記第１の内の主要問題に関し．速度を
円滑に制御する方法は仰られてｂたが．位置を所定単位
で制御し所定許容誤差に納めるための，構成要件が不明
であった。

第３の問題はよシよい応答性を得るための制御系の楊成
要件が不明であった。

第４の問題はよ夛よい応答性を得るための給電装置の構
成要件が不明であった。

その他，諸問題があった。

本発明はそれら諸問題に具体的実施例をもってしてその
解消を図ることができる。

第４図は．この発明の一実施例を示す構成図で，図にお
いて，（５）は機械負荷，　　（２００）は所定電流以
上のｉ電電流を常時与える可変周波給電装置，検出手段
（６００）は位置検出手段（６１０）および，速度検出
手段（６２０）　？含む検出手段である。

比較手段（３００）は外部位置指令手段（７）から与え
られる位置指令信号θ日と位置検出信号θとを比較する
位置比較手段および速度検出信号θを負帰還ナるための
速度帰還手段を有し，且つ上記検出手段（６００　）と
上記給電装置（２００）と上記誘導電動機（１００）と
を含む閉ループを形成する。

上記比較手段（３００）の出力信号（単一または複数の
信号）Ｓけ，少なくとも上記位置比較手段の出力応動信
号を含み．位置偏差θε又は速度指令信号θ８（例えば
θ日はθεに比例又は飽和を含む比例信号）又はトルク
指令信号τ（例えばθεに進み補償などを行なうなど適
宜の！ｌＩ御要素を介した意）などである。（４００）
は上記比較器出力Ｓに応動して上記給’ｇ装置の給電周
波数を決定づける周波数制御手段で，上記電動機の滑り
周波数を決定づける滑り周波数制御手段などを含む。（
５００）は給１ｔ電流工を決定づける給電電流制御手段
であって．給電装置（２００）の内在デバイスと共有部
分を持ち．協動関係にある。ここでは特に．その給電電
流設定手段を外部電流制御手段の要素として取シ出して
，この給１［流設定手段を給電電流制御手段の代表とし
て（ｓｏｎ）符号をつける。

又．周波敬制御手段（４０りへは誘導電動機半 （１ｏｏ）の回転速度応動董（機械回転角自体θＭや回
転によシ変調された信号ｆｉｎ　（θ）や，上記速度検
出器（３１１）と別系統の速夏検出出力信号など），あ
るいは上記速度検出器の出力信号θなどを入力する。

又，給電電流制御手段（５０りは．点線図示のように周
波数制御手段の出力又は別途な内部出力が入力される場
合もある。

又．給電電圧Ｖを決定すべき給電電圧指令信号Ｖｓ　ｆ
比較手段出力に応動させる場合，周波数制御手段（４圓
）に連動させる場合も多い。しかし，最終的に給電電流
工を決定するために，その給電電流制御のための給電電
圧制御を行う場合，給ｉＩ！電圧指令ｖ８は給電電流制
御手段（ＳＯＯ）の出力に応動させる。（一次応動ない
し．２次応勤，その他高次応動関係の各種方式がある）
。

そして．その応動関係は，電流制御ループ，１ｌｔ圧制
御ループの二つのループのいづれかをメジアーループ（
外側ループ）にし，他方をマイナルーブ（内側ループ）
にした先並列ループにしたシ．各種制御方式がある。

尚．その他の構成手段も構成物の上では個有的に区別せ
ず．共用共有的にできることは言うまでもない。

さて，第４図の本発明の一実施例を示すブロック図にお
いて，誘導電動機（１００）で駆動される位置（誘導電
動機回転角度を含む）を検出する位置検出器（６１０）
が設けてあシ．その位．菫検出出力応動濾θと外部位置
指令手段（フ）の指令応動址θＳとを比較し，この比較
出力応動信号Ｓによシ可変周波数給電装置（２００）か
ら誘導電動機（１００）へ給電する周波数ｆを制御して
速度制御ひかては位置（回転角度を含む）を閉ループ制
御するものである。そして，上記位置指令θ６と駆動位
置θとが実用上一致している停止状態などの稼動中の停
止状態．あるいは定速駆動中の定常状態など，負荷トル
クひいては所要誘導電動機発生トルクが小さい時，更に
ひいては上記誘導電動機への給電電流工又はその対応量
工′（１！源（６）と電動機（１００）とを結ぶ電力通
電路の各種比例電流）の所要電流値が小さい時．このよ
うな時にも上記給電装置（２００）から所定値以上の給
！電流工（又はその対応址工′）を給電する。そしてこ
れに相応して上記所要発生トルクが小さい時には周波数
ｆ又は滑シ周波数ｆ８　を連続制御して小さくシ．実質
的にほぼ零滑り周波数にする。ここに，上記所定電流は
上記誘導１！動機の励磁竃流に対応する電流値である。

停止零周波数においては．所定空隙磁束（例えば定格回
転数定格電圧定格負荷トルクにおける空隙磁束又はその
近傍の値の空隙磁束）を発生するＫ要する空隙起磁力を
発生するための直流電流を上記誘導電動機一次巻線に給
電しておく。

例えば．三相全波給電の誘導電動機においては，上記所
定電流値は．誘導′ｄ動機（１００）の励磁電流ｉｔ流
の波高値工ｇｐの０．８〜１倍である。勿論，所要トル
ク増大応答性能によって適宜上記値よシも増減させるこ
とができる。上記所定電流値は，全波駆動誘導電動機の
各相入力線電流の内のいづれか最大値で表現している。

もし，給電装置が３相ブリッジ接続電流形インバータな
どであれば，上記電流値は直流入力端子入力電流（又は
パルス変調形インバーｌなどでは．直流入力電流パルス
の波高値に相当）に相当する。

勿論，給電装置（２００）の主回路接続形式や誘導軍１
機巻線形式や相数などによシ．上記工ｇｐに対する係数
や上記インバータ直流入力電流との関係や，サイクロコ
ンバータ入出力電流関係などは変化する・ 又，上記所定電流工．工′以上を確保するに要する所定
電圧Ｖ又はＶ′を給電装置（２００）から給電してもよ
いことは言うまでもない。

以上のようにして，最小限の所定電流を常時確保し．あ
るいは，少なくともサーボ装置稼動中の停止状態又は位
置変分指令の入力（位置の変更）待期状態Ｋおいても最
小限の所定電流を給電しておけば．誘導電動機（１００
）の空隙磁束が僅小に減少な鈷し消滅することなく．常
に所定空隙磁束を確保干ることができる。従って．次に
指令位置変更を生じた時には，給ｉｔ流の増加及び磁界
の回転（勿論，周波数特に滑シ周波数の増加を伴う）に
よって即座にトルクを発生し，トルク増大に関する前述
従来例の如き遅れを生じない。

即ち，初期状態（待期状態）で第５図（ａ）のＯ○マー
クで示すようなステータ電流工Ｍ（０）であったとナる
。ここに，分布電流をその電流中心角θＭ（０）に合せ
て，集中電流工Ｍ　（０）で表らわすものとする。そし
て，この所定保持電流工Ｅ　＝　■Ｍ（０）によシ．空
隙磁束Φ（０）を保有する。二次電流はトルクが零であ
ったため，無電流であるものとする０ 次に，微小時間ａｔ後に第５図（ｂ）の■○マークので
示すように．ｔ流中心角θＭ　（ｄｔ）へ移動し．その
回転角がｄθＭであったとする。更に，電流値もＩＭ（
ｄｔ）にし，その絶対値増分を△工とする。この場合．
二次電流工Ｒ（ｔ）は．同図工Ｒ（１）符号の■○マー
クのようになる。これらの関係を第５図（ｃ）のベクト
ル図で表わす。ここに初期電流ベクトルエｎ（０）を基
進にし，方向角度基準は第５図（ａ）（ｂ）のθＭの）
でこれを横軸とし．第５図（ａ）（ｂ）の時計回転方向
（ａｗ）を第５図（Ｃ）では（ｃａｗ）にした。又．空
隙磁束は電流と同一方向にと見換言すれば電流の方向を
その電流の作る磁軸の方向で表わした。さて，同図にて
工Ｍ（０）によりΦ？生じていた状態から，　　ｄｔ後
にｄθＭ回転し且つ」だけ電流増加したＩｎ（ｄｔ）へ
変化すると．二シ．空隙磁束Φを持続しようとする。第
５図（ｂ）の一次，二次偏角Ｖは第５図（Ｃ）の工Ｍ（
ｄｔ）と工Ｒ（ａｔ　）との偏角Ｖに等しい。上記第５
図（ｂ）から明らかなようにトルクＦを即座に発生する
。従って目標位置から次の目標位置へ点々と移動回転制
御し，その間に停止状態を含みつつ運転干る位置サーボ
装置として，その再スタート遅れを解消することができ
る。そして，ひいては．位置制御応答速度を向上できる
。

あるいけ又，定速運転状態から，速度変更をした時にも
．トルク増大遅れひいては加速度（又は減速度）立上シ
遅れを軽減することができる。特に，慣性負荷を加減速
するための所要加減速トルクが定速負荷トルク（摩擦負
荷トルク等）に比して大きな割合をしめるサーボ装置（
例えば．工作機械の数値制御用サーボ装置）においては
，士記効用が太きｂ０ しかし．反面，即座にトルクを発生するようになったた
めに，新たに給ｖｔ装置の制御分解能と位置指令制御性
能との関係性に重要問題を派生するが，後で詳述する。

次に，所定電流を確保してＬ−＜’ｃとにより，平均負
荷トルクが僅少な状態や停止状態における外乱トルクに
対する誤差特性も改善できる。

定速状態の代表として最も埋解し易い停止状態について
作動原理を説明する。

第２図（ａ）の，　１ＩＬ流が確保されていない場合は
．二次回転子（１２０）が上記外乱周波数ωｄで振動し
ても，何等トルクを発生しないことは自明であろう。

他方，第５図（ａ）のように，所定電流が確保されてい
ると，二次回転子（１２０）の負荷外乱運動に対して誘
導制動トルクを発生する。特に，前記トルク発生遅れを
解消したので，二次抵抗が低い低抵抗カゴ形誘導電動機
を用いることができ，制動トルクは比較的低い周波数の
外乱運動に対しても大きな制動トルクを発生する。

従って，第３図の負荷外乱トルク周波数特性曲線に対応
させれば．低周波領域では位置閉ループ制御が作動する
点は同じである。そして，外乱周波数が高くなってくる
と，誘導制動トルクが作用し始め，更に高くなって来る
とその制動トルクも増大してくる。このため，閉ループ
制御系が追従できないような比較的高ｂ周波数まで上記
誘導制動トルクによシ，角度振動即ち誤差ｃｄを小さく
抑制する。そして．更に高い外乱周波数では．慣性によ
る吸収効果と誘導制動作用とが働き．やはシ，誤差εｄ
が小さくなる。

このように，平均所要負荷トルクが小さい時にも，所定
電流を確保しておくことによシ．負荷外乱に対する動的
誤差を小さくする作用効果を奏する。この誘導制動効果
は，定速運転中（慣性加減速のための過渡トルクが大部
分をしめる速応性の要求されるサーボでは，定速時の所
要トルクは小さく，電流も減少することは前に述べた）
でも．同様に作用する。

さて，前述の本発明の作動原理構成において，所定電流
下限値を設ける点に意義があシ．トルク発生遅れの防止
効果と誘導制動作用による負荷トルク外乱に対する動的
精度向上効果とが得られた。これらの骨子は，比較手段
（３００）　Ｋ応動させた給ｉｔｔ流設定手段（５１１
［１）を設けるか否かに拘らず存在する問題とその解消
に関するものであった。即ち，給電電流量の高々上限値
のみを制御している（最大値制限制御）従来の可変周波
数駆動装置では．給電電流下限値が不確定であった。こ
れに対して．本案位置サーボ装置では下限値を設け．所
定電流以上の電流董を給電するものである。

次に，第４図の構成は給電電流工を比較手段（！１００
）の出力に応動させる給電電流制御手段（設定手段で代
表している）　（ＳＯＯ）を設けてお汎第１図従来例の
連続トルク制御用給電電圧または給ｔｉ！流制御手段（
５０１）と類似構成要素であるが．第４図の場合は比較
誤差出力が僅少な時に電流設定量工８が僅少にならなー
ようにこの発明の技術思想にもとづいて構成する。

この発明の給電電流制御手段（ＳＯＯ）について以下説
明する。即ち，位置サーボ装置ではひんぱんに加減速し
，このために加減速操作速度をできるだけ高くする必要
があシ．少なくとも加減速時に大きいラッシュ電流を必
要とする。

しかるに．他方において，低速度運転や停止待期状態の
時間的割合が太きい。このために電動機の冷却条件がす
こぶる悪い。このため，比較出力（偏差）が小さく．所
要発生トルクの小さい期間，は余分な電流を流さないよ
うにすることが望ましい。このために．比較手段（５０
０）に石動して給電電流量を制御する給電電流制飾手段
（ｓｏｏ）　ｔ設けるものである。ここで留意すべきこ
とは．第２図従来例ではトルクそのものを全範囲制御す
る目的で，給電電流を連続制御し，周波数は零近傍の士
ｆｓｏの範囲が不連続である。

従って本来的に所要トルクと給電竃流Ｉｓとが対応制御
されている。これに対し．本発明はトルクそのものを全
範囲制御するための手段は，周波数制御手段（４００）
であって．これによシ給電周波数ｆや滑シ周波数Ｓｆｓ
を連続制御するものである。そして，給電ｔ流の可変制
御は温度上昇を抑制するためのものである。換言すれば
，温度上昇を所定内に抑制しつつ．Ａ渡トルクを増大し
，操作速度を向上するためのものである。

以上説明のように，第４図本発明の実施例は．発生トル
ク遅れの解消，または外乱負荷トルクに対する精度向上
を第１義目的とし．その本発明の第１骨子のものにおー
で更に損失を軽減して温度上昇の軽減又は過渡トルク及
び操作速度の向上を図るものが第４図の基本回路におけ
る給電電流制御手段（ＳＯＯ）の目的である。

以乍，更に詳細Ｋ本案の実施例を説明する。

第６図は，この発明の一笑施例な示すブロック図である
。図において，検出手段（ＳＯＯ）は位置検出手段（６
１Ｇ）を有し，比較手段（３００）は位置比較手段（３
１０）を有する。位置比較出力（位置偏差）θは，給電
周波数ｆを指令決定すべきε 周波数指令信号ｆを与えると共に，給電々圧ＶＳ を指令決定すべき電圧指令Ｖを与える。即ち，Ｓ 給電周波数でと給電電圧Ｖとを連動させる。従って，比
較手段（３００）は周波数制御手段（４００）を兼ねる
。

他方，給電電流工に対しては，下限値工．と上限値工　
　とが定められており，その範囲内はｍａｘ 指定されず，自由である。即ち，負荷トルクにより従属
して変化する電動機自体の特性に依存し，特別な制御を
加えない。従って，給電電流制御手段（ＳＯＯ　）は比
較手段（３００）に応動させる必要がなく，その手段（
ＳＯＯ　）の構成物（ディバイス）は給電装置（２ＧＧ
）に共有内包される。以上第６図実施例は，前述本発明
の第１骨子を満たすところの最も簡単な一実施例である
。そして，給電々流工が上限値工　　を越えようとすｍ
＆Ｘ ればこれを限流制御し，下限値工．未満になろうとすれ
ば，強制的に給電して所定電流値以上を確保するもので
ある。

第７図は，この発明の他の一実施例を示すブロック図で
，滑り周波数の制御手段（４３０）を有するもので，こ
れは周波数制御手段（４００）に内包され，構成物が共
有関係にある。図において検出手段（ｓｏｏ）ｆｉ．速
度検田手段（６２０）と位置検出手段（６１０）とを含
み，速度情報δと位置情報θとを出力する。比較手段（
３００）は，位置指令量θと位置出力量θとを比較する
位置比較手段（３１０）を備え，更に少なくとも速度情
報θを負帰還する速度帰還手段を有する。比較手段（３
００）の出力τは，周波数制御手段（４００）に与える
。

周波数制御手段（４００）は，加え合せ点（引算を含む
）　（４３１）　，　（４３３）と双方向性非朦形要素
（４３２）とを有する。周波数指令出力ｆ　と電動機速
度比例ｉｆ（の（周波数指令ｆと対応させた換算量）と
の差即ち引算器（４３３）の出力Ｓｆｓは滑り周波数に
対応する社である。Ｓｆが所定滑り範囲限度（９８ｆ　
　　とｅｓｆ　　　とを越えると，ｍａｘ　　　　　　
　　　ｍａｗ 非線形要素（４３２）は夫々の極性に出力し，この出力
Ｓｆ　　は過大滑りオーバー信号量である。比Ｏｖ 較手段出力τから上記滑りオーバー信号ｆ，　ｓｒＯｖ
を引算器（４３１）で差し引いた値ｆを，周波数指令出
力とする。

即ち，滑り周波数が過大になろうとすると，非線形負帰
還ループが作動し，滑りが過大とならぬように周波数指
令出力ｆを抑制する。これＳ により，１！動機は，高能率（高力率，高効率，高いト
ルク／電流比）の範囲で作動する。

他方，給電々流制御手段（ＳＯＯ　）は前述第６図と同
様である。又，点線矢印人力ＩＮｓｏｏで示すように周
波数制御手段（４０Ｇ）の出力に応動させたり，あるい
は比較手段（３００）の出力τに応動させたりする（図
示していない）ことができる。

この応動させる場合の給電々流制御手段（ＳＯＯ）は，
後述第８図実施例のそれと同様である。この他，比較手
段（３００）内の各種点の内部出力量に応動させること
ができることは言うまでもない。

第８図（５１）はこの発明の更に他の一実施例を示すブ
ロック図で，他の滑り制御方式を示すものである。同図
において，　（３２０）は速度比較手段であって，位置
比較出力（位置偏差θ，）を速度゛指令量θとして入力
される。速度比較出力τをＳ 給電電流制御手段と周波数制御手段（４００）とに入力
する。周波数制御手段は，滑り周波数Ｓｆｓを設定する
飽和要素（４２０）と周波数情報合成手段（４１０）と
からなる。

周波数合成手段（４１Ｇ）は，滑り指令量ＳｆとＳ 速夏周波数量（電動機回転数θの給電周波数対応候其比
例ｆｉｔ）ｆ（θ）との代数和をとり出すもｍ ので，例えば加算器である。又，例えば，前述第１図の
多相低周波励磁付発電＠　（４４０　）である。

この他，各種の周波数合成手段（４１０）として，電子
回路による周波数変調又は周波数加算又は周波数代表量
加算を行う各種電子的手段がある。

更に電子的周波数変調手段には，乗算器，アナログスイ
ッチ変調器，ビート変調器などを用いることができる。

更に周波数加算器にはパルスレートに情報を持つものに
おいて，そのパルス列をＯＲ要素で加算する方法がある
。更に周波数代表址加算器には，アナログ量に情報を持
つものにおいて，そのアナログ量加算手段があり．又デ
イジタルコードに情報を持つものに対して各種のデイジ
タル加算器がある。

従って，速度比較器（３２０）の速度人力θと周波数合
成手段の速度周波数量で（θ）とが，共に同ｍ 一情報含有態様｛アナログ量，デイジタルコードｌ，パ
ルスレート量（パルス周波数）など｝共通にできる。

更に又，各種の情報含有態椋の相互変換を行うことがで
きるから，やはり共通にできる。

かかる関係は，位置検出手段（６１０）及びその出力θ
と，速度検出手段（６２０）及びその出力θとの間にも
ある。即ち，互に微分量と積分量との関係にあるので，
同一検出出力信号を微分量側面でとらえるか，積分量側
面でとらえるかによって，両方の情報を含有する場合が
ある。又，適宜の情報の加工処理を行うことによって，
相互変換できる。この意味で，３つの信号線θ，θ，　
ｆｍ（のは．実際のデバイス（電線，検出器）として兼
用できることも少なくない。この一例として，検出器（
６００）がパルスエンコーダの場合，パルスの積算数は
位置情報θを意味し，パルスのレート（周波数）は速度
情報θを意味する。そして，そのパルスレートを持つパ
ルス列は，周波数合成手段（４１０）即ちパルスＯＲ要
素に入力し得る簡単な形態の一つである。従って，この
パルスエンコーダを用いる一例は，この発明に関する実
用市に愛れた一つの実施態様である。そして，パルスエ
ンコーダとして，通常の光学的ハルスエンコーダの他に
磁気的エンコーダやレゾルバを用いたパルス変換器を用
いることができる。それらは，究極的に，所定微小回転
角毎に１つのパルス変化（ハルス数１つに相当）を与え
るものであればよい。

他の一つの実用的具体例は，速度検出器にアナログ出力
の速度発ｔ＆を用いるもので，この場合は速度比較手段
（３２（１）の入力θと周波数合成手段（４１０）の人
力とを共用でき，且つ周波数合成手段（４１０）が単純
なアナログ加算（実際上抵抗素子の直列又は並列結合回
路）で済む。

以上のようにして，電動機回転周波数ｉｆｆ（θ）ｍ と滑り周波数設定凌（比較出力τに従属制御される可変
被制御量である）ｓｆ　とを合成して，Ｓ 所望の泄り周波数８ｆ　となるような給電周波数Ｓ ｆを決定すべき給電周波数指令ｆｆｉｆを得ることＳ ができる。

他方，給電電流制御手段（ｓｏｎ）は，点綴図示のよう
に，位置比較出力θに応動させたり，滑Ｓ り周波数設定手段（４２０）の出力Ｓｆｓに応動させる
ことかできる。後者の場合，滑り設定手段（４２０）の
デバイスは速反比較手段（３２０）のデバイスと兼用さ
れることになる。そして，滑り設定手段の飽和特性は速
度比較手段（３２０）の出力部回路によって得られる。

これら各種詳細な構成において，給電電流設定手段（Ｓ
ＯＯ）（給電々流制御手段の代表として）及び，滑り周
波数設定手段（４２０）（滑り周波数制御手段の代表と
して）は夫々第８図（１））〜（ｄ）のように特性づけ
ることが望ましい。

先づ滑り周波数設定手段（４２０）の伝達静特性曲線は
，原点を通る直線領域を持つ飽和曲線であって，その正
負両飽和レベルは最大滑り周波数限度と対応する最大股
定ｉｓｆ　　　である。

ｓ　　ｍａｘ 次に給電電流設定手段（ＳＯＯ）は，同一比較器出力τ
を入力する場合を例にして（τを人力する場合に換算し
て）示せば，第８図（ｂ）（ＣＪに示すような関係１滑
り設定手段（４００）の特性曲線に対する相対閃係｝に
する。即ち，給電々流設定手段（５００）の伝達静特性
曲組は，下限値工８を与えるバイアス匿と上限値工　　
を与える飽和レｍ＆Ｘ ベルとを持つＶ字曲線ＡあるいはＵ字曲線ないし放物曲
線（２次曲朦）Ｂである。Ｕ字曲線は，次式を満たすか
，あるいはこれを 、ム＝７１７「予　　　　　　・・川・（１）Ｉｓｗ″
工Ｅｓ ｋ：定数，Ｓｆ：滑り周波数代表ｋ 工。：給電々流下限値代表値 近似するように特性づけた曲線である。このようにする
ことにより，人力τと電動機発生トルクとの比例関係が
良好になる。Ｖ字曲線は，Ｕ字曲線を更にＷａＳ化した
ものである。

第８図（ｃ）は，滑り周波数設定ｆｔｓｆが飽和レＳ ベル内にある時，給電々流を小さい値に保ち，滑りが最
犬になってから給電々流を増大させるように関係づけた
ものである。これにより，給電々流を極力小さくシ，電
動機の温度上昇を極力抑制することができる。換首すれ
ば総合損失が小さく，総合効率を同上できる。この関係
は，給電々流設定手段（ＳＯＯ）を滑り周波数設定手段
（４２０）の内部変化量に従属応動させても笑現できる
。

第８図（ｄ）は加減速操作速度を優先させた例で，比較
手段出力τ，θや滑り設定出力Ｓｆに従属８　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｂ応動させ，そ
れら入力が所定の僅小な値の時に給電々流を小さい値鴨
に設定し，位置偏差などが少し大きくなると直ぐに最大
許容電流値一ａｘまで電流設定値（電流の制限値）を増
大させたものである。

次に，この発明によって，所定電流以上の給電々流Ｉを
常に給電した場合，次のような問題を派生する。

即ち，上記所定電流値（給電電流下限値）を大きくすれ
ば，トルク増大遅れはより軽減され，即応発生トルクが
増大する。しかしながら，逆に所定位霞に停止するため
に所定位置近傍に達した時や速度が零速度近傍の所定低
速反以下において，同期電動期と同様に殆んど回転磁界
と同期して回転する。これは，軽負荷トルクであるため
に生じる。

軽負荷トルクになる背景は，■前述のようＫ位置サーボ
装置の摩擦負荷トルクの最大発生可能トルク（慣性の加
減速に必要なトルクが主体に）に対する割合が小さい事
，■及び負荷機械系のバックラッシュの存在により，実
際上無負荷状態になる場合を生じる事，■超低速度では
デイジタル位置指令の場合，１つの位置指令変更（１制
御単位パルス到来）毎に実質的に起動停止し，前述構成
のサーボ制御系が無負荷静止動作点（特に周波数制御手
段のその周波数零点ひいては発生トルク零点）近傍に入
ることを回避できない事などである。第３点は，上記起
動停止の減速過程で制動すべく負滑り周波数状態（低速
域では相回転方向が逆（負）の周波数を意味する）に入
ることを回避できず，従って停止寸前超低速では再び周
波数零点ないし微小な正周波数に戻るからである。

このような位置サーボとしてつきまとう局部的（時間的
に局部，速度領域の局部あるいは位置として停止点近傍
などの局部）は軽負荷トルク状態において，銹導電動機
は回転磁界に対して同期回転（特に回転磁界のステップ
状回転に対して同期回転〕する。この同期的回転メカニ
ズムを端的に述べると次のとおりである。

今，初期停止状態を第５図（ａ）とする。次に，給電装
置により第５図（ｂ）に示す状態へ固定子電流が回転し
たものとする。しかるに，回転子を貫通していた空隙磁
束Φぱ短絡回転子導体のために回転子に固着されており
（回転子に対する磁束の変化時定数は数十ｍｇＱｃ〜数
百数ｍｓｅｃなので，ここで問題としている過渡期間中
は回転子に対して殆んど変化せず，貫通角度も変化しな
い），回転子は定磁束磁石と同等に作用する。

従って，同期電動機と同様の回転運動をする。

即ち，新たな固定子電流の磁軸と初期回転子磁軸とが一
致するところが零トルク静止平衡点になる。そして，上
記固定子電流がステップ状に回転した場合，ステップモ
ータのように回転子がオーバーシュートを生じて減衰振
動しながら回転し，上記静止平衡点近傍で停止する。

以上は，滑りを無視した動作説明であるが．一般に固定
子起磁力のステップ回転に対してステップ同期的回転力
を発生する。このステップ状同期回転は固定子電流のス
テップ状切り変り時間が前記回転子の時定数以下の場合
に生じる。

上記ステップ同期的回転力は，位置検出閉ループ制御を
行う位置サーボ装置にとっては，位置制御の分解能（デ
イジタル指令の場合の最小可能指令単位のようなもの）
，位置オーバーシュート量の可能最小値，あるいは，通
常低速回転中（工作機械の切削送り速度など）の脈動的
誤差に影響する。以下これらの相関性について詳述する
。

まず誘導電動機を方形波インバータで制御した場合．例
えば３相ブリッジ形インバータであれば，その電気角で
表現した固定子回転磁界の軌跡は第９図（−）点線のよ
うに，電気角１サイクル（２π）を６等分した，６角形
になる。そして，磁界の定常平衡点の電気角１回転当り
の数Ｊは，Ｊ−６である。同様に１２相インバータでは
Ｊ−１２，２４相インバータであればＪ−２４である。

低速での回転を滑らかにするために，時間比変調形イン
バータがあるが，この場合もその変調波に乗せて伝達す
べき基準パターンが階段近似正弦波（第１０図（ｂ））
であれば，その？相階段波形の一サイクル当り区分数が
前記電気角分解数Ｊになる。例えば第１０図（ｂ）は，
Ｊ−１２の例である。

通常の誘導電動機可変周波数５駆動による速度制御であ
れば，Ｊ−６〜２４で実用的に何等支障なく，より簡略
化するためにＪ−５が最も多い。そして，低速で円滑回
転を要するものでも，Ｊ−１２〜２４である。そして更
に低速回転のものは，極数を多く取れるので電気角分解
数Ｊは同数である。又，前記方形波又は，階段近似の基
準パターンを発生させるのが最も簡単で且つ速度制御目
的に充分なる性能を発運する。

さて，かかる電気角分解数をＪとする時，２π θＭ　−■　　　　　　・・・・・・（２）ｍｉｎ Ｊ とすると，θＭ■ユは，回転磁界の回転角の最小制御単
位である。今，これを「給電装置（２０Ｇ）が上記電動
機に生起せしめる回転磁界の回転角の電気角分解能θＭ
ｍｉｎ’と呼ぶことにする。

次に，上記電気角分解能の上記電動機変位機？角換算値
をθＭｍ１ｎとすると ＊　　　　　　２ θＭ　　−−θＭｍｉｎ　　　　　　・・・・・・（３
）ｍ１ｎ Ｐ Ｐ：誘導電動機（２０Ｇ）の極数 である。この関係を第９図（ａ）に対比して第９図（ｂ
）Ｋ示ｆ。リニアモータの場合は，θ”ｍｉ。や＊ θＭｍｉユを変位距離の単位と見なして２λ θＭ　　−θＭ．　　−■　　　・・・・・・（４）ｍ
１ｎ　　　ｍ１ｎ　　　， λ：リニア誘導電動機の極ビツチ である。

ポイントツーポイント位置制御の場合 初期位置から望望位置（１点）へ移動（回転）し，その
途中の経過が問題とならない制御形態である。例えば，
プリント基盤の穴明け，パンチング（打抜き）加工，ス
ポット溶接，早送り工程，その他ミシン，プリンタ，Ｘ
−Ｙプロツタ，バルブ遠隔操作などステップ・パイ・ス
テツプ移動させる場合がこれに属する。

このような場合は，目的点近傍に到達してからのオーバ
ーシュート（動的誤差）は直接的に悪影響を与えない。

そして，それらのオーバーシュートが所定誤差内に収ま
る整定時間が問題となり，オーバーシュートなどの動的
誤差は整定時間に影響する間接的要因となる。

特に，早送り工程や，パンチングなど比較的長間隔の位
置移動を主体とする場合は，全所要時間に対する上記オ
ーバーシュート整定時間の割合が小さい。

ところで，前述のように回転磁界が取り得る静止平衡点
は，その電動機変位分解能θＭｍｉｎによって，第９図
（ｂＪの点Ｐ１，Ｐ２・・・・・・ｐｋ（ｋ−ＪＰ／２
　）である。しかるに，目標指令位置が，Ｐ点とＰ２点
との間のｐｓ点であったとすると，即座にｐｓ点で整定
停止することができない。このような場合は，滑りが必
要条件で，滑り速度の積算値即ち滑り角度（滑り変位量
）αがその偏差角δに達するまで，固定子磁界（給電装
置の給電々流のベクトル回転角θＭ即ち絶対位相θＭと
対応する）がＰ点とＰ２どの間を前後する。他方位置？
出手段の検出能および閉ループ制御ゲインなど−から決
まる不感誤差β，もある。

従って，目標停止点近傍に到達してから，その到達時点
における磁界平衡点と目標点との不一致量をδとした時
，その到達時点から整定停止するまでに要する滑り積算
角度をαとすると，次の関係がある。

θＭ 但し■〉δ≧０ 換言すれば，目標至近点（ＰまたはＰ２）に到達してか
ら回転子に対する磁束回転移動角が上記滑り積算角度α
に達するに要する時間が整定停止時間になる。そして，
滑り積算角度とは，空隙磁束の回転子に対する移動角で
あり，その移動時定数は前述回転子の時定数｛数十ｍａ
＠Ｃ〜数百ｍｓｅｃ　，比較的小容量のカゴ形誘導電機
（数κＷ以下）でも３０〜７　０　ｍｓｅｃ　｝である
。

従って，上記整定停止時間をＴα１とすると大略次のよ
うになる。

δ　　　　　　Ｔ２ ＊ （但しδくβ１の時） ここにＴ２：回転子時定数 又，上記不感誤差β１の代りに，許容誤差β２を取り，
その許容誤差に入るまでの整定時間をＴα２とすると，
（５）式と同様に次式が成立する。

以上の考察から，給電装置（２００）の電気角分解能の
電動機変位量換算値θＭｍｉｎと許容誤差β２であるな
らば，即座に必ず許容誤差に達する。

但しｓ−２．７１８　　・・・・・・ ならば，回転子時定数Ｔ２時間以内に必ず許容誤差に入
る。従って，ポイントツーポイント制御の場合は，比較
的好条件の用途（許容整定時間が長い場合や高抵抗カゴ
形電動機などを用いたであることが望ましい。

連続位置移動制御の場合 この場合は，途中経過そのものが問題である。

そして，その許容誤差（静止許容誤差は小さい値である
が，全ての運転中の誤差を含む動的許容誤差は大きい場
合が多い）は，デイジタル位置指令方式では，％別なバ
ーニア制御（絶対積算許容誤差よりも小さい１／２〜１
／１０の微細制御単位で制御する）方式を除いて，その
デイジタル制御単位級が積算誤差や連続位置移動制御中
の許容誤差を代表する場合が多い。

さて，連続位置制御においては，刻々の動きに関し最大
許容誤差をθεＬｉｍとするとき，＊ θＭ　　≦２θｇＬｉｍ　　　　　　・・・・・・α１
ｍｉｎ が許容限度となる。この最悪状態でも給電装置から与え
られる定常平衡点（Ｐ１〜Ｐ一ど磁軸点）の中間に指令
目標位置があって，給電装置は位置検出帰還作用のため
に上記２つの平衡点を往復しつつ，許容誤差θεＬｉｍ
内に納め得ることから，明らかである。

θＭ　　≦θεＬｉｍ　　　　　　　・・・・・・（Ｌ
Ｉ１ｍｉｎ である。この場合は，前記のような往復振動が小さくな
り，機械振動の悪影響が軽減される。

又，燕負荷において，同期的回転をしても，θＭ　　　
一　一　Δθ　　　　　　　　・・・・・・α２ｍｉｎ
　　　Ｎ ここにΔθ：デイジタル指令の１制御単位の電動機変位
換算値。

Ｎ−１．２，３，・・・・・・，　ω この場合は，給電装置が与える定常磁界平衡点と目標点
とが殆んど一致した状態で働き，前述のような同期回転
状態であって，振動を生じない。

更に，これらの諸問題を解消する他の方法は（８）〜ａ
２式で明らかなように，磁界を連続的に制御し，１！気
角分解数Ｊひいては機械角分解数ｋを無限的にすること
である。但し，連続アナログ制御と言っても，不確定要
因（ドリフトやふらつき）などが必ず介在するので，原
理的に無限でも自づと限界を生じる。従って，その給電
装置やその制御装置や帰還閉ループ制御系に介在する不
確定解能θＭｍｉ。，θＭｍｉユなどと同等に影響する
。

以上詳述したように，所定電流以上を確保したことによ
り，これと派生して同期的回転を生じるため，給電装置
（２００）が電動機（１００）に生起する電動機回転磁
界の分解能の，電動機変位＊ 換算値θＭｍ１ｎを，所定値以内にすることが効果的で
ある。そして逆に給電々流を所要トルクと共に減少させ
，実質的に零まで電流量を連続制御する従来方式では，
滑りが犬き〈なり，同期回転しないので前記問題を生じ
なかった。

即ち，従来より速度を滑らかに制御するために，多相化
や近似正弦波状に給電するいくつかの方法は前記のよう
に一部提案されている。そして，速度が周波数によって
制御され，その周波数（又は周期）を高安定にして，速
Ｐ５精度を向上できることは周知の通りである。又．誘
導電動機が別名非同期電動機と呼ばれるように滑りを生
じ，その滑りに応じてトルクを発生することも周知であ
る。又，一般に速度を制仰し，二次従属的に位置制御を
することも周知である。

しかるに，誘導電動機を有限な分解能（電気角分解能）
θ’ｍｉｎで制御した時，その有限分解角だけ給電々圧
又は給電々流をステップ状（回転子時定数より充分短い
時間中に変化すると言う意味）に変化させた時，低速運
転中（通常速度制御誘導電動機では滑りを期待でき，滑
りの大きいそれだけ周波数の高い領域，例えば定格周波
数の一以上で運転した方が．トルク脈動が小さく，円階
な回転が得られることが知られの超低速を指す。）にお
いては，同期ステップ回転することは知られていない。

勿論トルク発生遅れを解消すべく，所定電流以上給電し
た時に，一層その現象が顕著になり，且つ位置制御の可
制御性にかかわる問題であることは知られていなかった
。

そして，先に詳述した問題と改良のためのいくつかの構
成特性要件式（５）〜Ｑ３は，実は従来の誘導電動機速
度制御では全く知られていなかった本質的問題を提起し
ている。即ち．位置制御では，［トルク次元や速度次元
での円滑さや，町制御性を改良したりそれを論ずること
自体」が無意味である。誘導電動機は滑りを持ち，直流
電動機のようにトルク及び速度を制御できるものである
と言う技術思想に立てば，上記トルク次元及び速度次元
での円滑さや可制御性を論ずることになり，且つその従
来思想の範囲で有意味である。

しかるに，本案の改良は，可変周波数交流給電による誘
導電動機式位置制御において，周波数次元，速度次元，
トルク次元でなく，給電交流の絶対位相次元，給電交流
のベクトル回転角次元ひいては回転磁界の回転角次元で
の町制御性に着眼しているものである。そして，誘導電
動機を発生トルク遅れなく制御するためには，非同期機
ではなく，同期電動機と見なして上記回転磁界回転角の
５Ｔ制御性を論じ，その改良指標を開示したものである
。

さて，次に，前述の電気角分解能を向上するための改良
実施例を提示するために先づその改良の背景を説明して
おく。

第１０図（ａＪ〜（ｄ）は，本案の芙施に適した給亀交
流の電流ｉａｃ又は電圧Ｖａｃの波形パターンを示す。

これらのパターンとして，正極性給電■成分を代表する
単極性波と負極性給電ｅ成分を代表する単極性波とに分
解することができる。更に多くの位相の異なる成分に分
解することができる。そして，それらの分解合成は給電
装置（２００）と電動機（１００）との結合関係により
適宜に取り得る。又，第１０図の各パターンを，給電装
置（２００）の給電すべき交流を制御すべき，基準パタ
ーンであると見ることもできる。この場合は更に種々の
パターン成分に分解ないし合成変換することができる。

それらの最小必要条件は，「少なくとも３つの互に位相
の異なる単極性成分」又は「少なくとも２つの互に位相
の異なる両極性成分」を備えればよく，第１０図は，両
極性の１つの成分について一例を図示したものでちる。

又，第１０図（Ｃ序）の如きパルス内変調波パターンを
除く，連続的曲線パターンの場合それらの休止区間（信
号が零である区間）は実際上任意であって，一般Ｋ休止
区間の多いもの程相数（位相が等間隔的にずれた，成分
の数）を多く必要とする。又，単極性であれば，概して
両極性に比べて２倍の成分数を必要とする。

同図（ａ）のパターンＡは正弦波及び連続曲率波である
。パターンＢは台形波で折線波の一例，パターンＣは接
線波の他の一例である。この他三角波や，他の多くの折
点数の多い折線波を採用し得る。

これら，第１０図（ａ）の如き連続曲率波及び折線波パ
ターンを示す交流電圧ＶａＣ又は交流電流ｉａｃ又はそ
れらに写像されるべき基準パターン（給電交流を制御す
るためのパターン発生器を設ける場合のその出方パター
ン）であれハ，電気角分解能は極めて高く，分解数Ｊは
実際上無数で，分解能θＭＩｎｉ謹問題とならない。し
いて言えば，前述のふらつきが問題となる。

第１０図（ｂ）は階段波で，このパターンはそのステッ
プ数を極めて多くする必要があり，好ましいものではな
い。例えば，ステップ数即ち電気角分解敬Ｊ−１２〜２
４であれば，電動機極数を４極〜６極としてポイントツ
ーポイント位め：制仰に利用できる程度である。そして
，高分解度の連続位置制却に利用するためには，Ｊ−６
０〜１５０にする必埜がある。このような，ステップ数
Ｈｙ〜８ｔ＋ｉｔのカウンタで得られるが，カウンタ出
力を波形パターンに変換する信号変換部（デジタルーア
ナログ変換部）が複雑になる欠点がある。

第１０図（ＣＪは，全振巾（最大パルス巾）を最大変調
度とするパルス巾変調パターンの１例で，その平均匝曲
線は図示の如く前記第１０図←）の台形１４　Ｂを代表
するものである。この連続曲線パターンＢを代表するフ
ル変Ｌ鳴パルス巾変調波をＥψノで示す。１■１様に通
続曲純パターンＡ，Ｃ及び階段波Ｄを夫々代表し之フル
変調パルス巾変調波Ｅ（ＡＪ　．　ＩＥ　（Ｃ）　＃　
Ｅ　（Ｄ）などがある。

第１０図（ｄ）は．低変開度のパルス巾変自パターンで
．同じく第１　０　Ｍ（ａＪ中フの連続曲線波形Ａ，Ｂ
，Ｃ及び階段波Ｄを代表する，各確のものがあり，これ
らをＦ（Ａ），Ｆ（５），　Ｆ（Ｃ）　，　ｊ（Ｄ）で
表記するものとする。

通常の従来の可変周波数インバータでは，給電々圧Ｖａ
Ｃが第１０図（ｂ）の階段波Ｄ及びこれを代表するパル
ス巾変調パターン（ｄ）のＦ　（Ｄ）を呈するものであ
る。そして，それらのパターンは給電々圧波形Ｖａｃに
写像されるものである。電流波形１ａｃをＡ−？Ｄにし
たもの，電圧波形ＶａＣをＦ　（ＡＪにするものが一部
提案されている。

本発明では，主として，電流波形ｉａｃをＡ，Ｂ　，　
Ｃ　，　ＪＡ）　，　Ｂ（Ｂ）　，　ＪＣ）にするため
のもの．又は電圧波形ＶａＣをＥ（Ａ）　，　Ｆ．（Ｂ
）　，　Ｅ（Ｃ）にするためのもの，又は電圧波形Ｖａ
ｃをＦ（Ａ）　，　Ｆ　（Ｂ）　，　Ｆ（Ｃ）にするも
のについて具体的手段実施例を示す。

即ち，′亀気角分解能が充分高く，ステンプレスにする
ための芙施例を示す。そして，それらは前述の考案から
明らかなように，所定電流以上給電してトルク発生遅れ
をなくすると共に，これに伴う，同期的回転による位置
制御精度の低下を防止するためのものである。

第１１〜１３図は，この発明の各実施例（第４．６，７
．８図など）において，その実施に適した給電装ｄ　（
２００）についての更に細部の夫夫一芙施例を示すブロ
ック図で，これら給電装置と結会される他の構成部は点
線ブロックで示す。

第１１図において，　　（２１０ａ）は電動機（１００
）の一次巻線（複数）に直流電圧ｒｉｄ又は直流電流Ｉ
ｄを分配給電し，所望の交流を電動機（１ｏｏ）に与え
る電力スイッチング回路を主体とする。

そのスイッチング回路はＩｆ流交流変換器（２１　０ａ
　）を構成し，少なくとも交流分を給電し，上記電動機
に磁界を生起せしめ且つこの磁界を移動又は回転させる
もので，各種の接続形態を取９得る。今，そのスイッチ
素子の内独立的に異なるタイミングでオンーオ７される
スイッチ素子の数をｎとする。このｎは２以上であって
，本発明では３以上が望ましい。そして，これらｎ１１
！１のスイッチは所定の順序で循環的にオンーオフされ
，この循環周波数は上記交流の周波数に相当し，可変周
波数である。

（２２０ａ）は上記直流交流変換器（２１０ａ）　　に
直流電力を供給する可変電圧直流電圧供給装置又は可変
′！ｔ流直流′区流供給装置である。（６）は更に背後
にある電源である。上記可変直流電＃．（可変成圧，又
は可変電流）　（２２０ａ）は，制御整流装置や直流チ
ョツパ式直流電力制御装置などを用いることができる。

更に又，直流リアクトルを出力電路に直列挿入して出力
゛亀流Ｉｄを平滑したシ，あるいは出力端子間にコンデ
ンサを並列挿入して出力電圧Ｅｄを平滑したシすること
ができる。今，便宜上，直流電源（２２０ａ）を電圧源
ｇａの場合と，電流源Ｉｄの場合とに分類する。この便
宜的分類は後述する主要芙施態様において，交流出力の
波形の一例を例示するための端的な説明のために行うも
のである。

更に直流電源（２２０ａ）は究極的に交流給電電流董工
を制御町能であって，この給電電流１１Ｉ又はその対応
比例量（例えば直流電路成流工ｄ）を検知する手段（２
９１　）又は（２９２）を持つのが一般的である。但し
，前述の第５図実施例で示唆したように，可変直流電源
自体に能動的制御手段を設けることなく電流調整作用を
持つ場合がある。例えば，直列電流ｐ４整抵抗を持つ場
合，おるいは′１源（６》が交流であって，交流インピ
ーダンス（リアクトル，定電流変圧器，リーケージトラ
ンス，鉄共振装置など）を有し，このインピーダンスと
整流器を介した整流装置の場合である。かかる場合は，
本発明の目的に沿い且つ電流検知が不要である。

そして，この場合は給′ｉｔｔ流制御手段（ｓｏｏ’）
を可変直流電源（２２０ａ）　（又は１源（６）｝に内
在する。

電流慣出手段（２９１）　（２９２）を持ち能動的給電
電流制御手段を持つ場合は，給ｔ′ｒｔ流量工の対応検
出量工′と前述給ｔｉｃ電流設定手段（ｓｏｏ　）（ｓ
ｏｏ’）の給竃゛成流設定量ｒｓ　とを比較して，その
設定童になるように作動させる。

他方，実質的に電力増幅されて給電交流に写像されるべ
き分配パターン信号系を発生する第１種パターン発生器
（２５０ａ）　は，少なくとも二つの周波数信号ｆ１，
ｆ２を発生する第１種周波数信号発生器（２５１ａ）と
，信力変換器（２５２ａ）とからなる。第１櫨周波数信
号発生器（２５１ａ）の出力周波数信号はパルス信号で
あることが望ましい。少なくとも二つの周波数信号の内
の少なくとも一方は可変周波数であって，少なくとも１
つの町変周波数信号の周波数は周波数制御手段（この実
施例では周波数設定手段又は周波数指令手段と言える）
　（ａＯＯ）の出力信号ｆｓに応動制御される。固定周
波数信号発生器には各種の発振器，マルチバイプレータ
，分局器などが用いられる。可制御周波数信号発生器Ｋ
は，上記発振器に谷櫨の可変パラメータを設けたもの，
アナログ量からパルス周波数に変換するコンバータ．７
エーズロック，ドオシレー名に用いられるための可ｖ４
整周波数発振器，バルスレートマルチプライア（パルス
乗算器），シフトレジスタやデイジタル加算器などを用
いた各種デイジタル演算デバイスを用いたものなどを用
いることができる。

上記二つの周波数信号ｆ１，ｆ２を発生させることは，
前述の本発明改良に係る電気角分解能向上及びベクトル
回転角次元の可制御性の問題に対して，重要な意味を持
つ。即ち，２つの次元の制御を可能にする。第１の次元
は従来周知の周波数ないし速度の次元における可制御性
を与える。第２の次元は，本発明装置に密接なベクトル
回転角（回転磁界回転角）次元の町制御性を与える。前
者は，二つの周波数信号の周波数情報自体に内在し，更
に信号変換された時に給電周波数ｆとキアリア周波数（
変調周波数）などに写像（変換）される。後者は，二つ
の周波数信号相互間の相対位相消報（共通時間軸空間に
おける相対時差，時間距離，いずれか一方を周期基準に
した時の他方の位相，あるいは上記キアリアなど第３の
周期を基準にした夫々の位相の差）に内在され，信号変
換された時に，給電交流のベクトル回転角に写像（変換
）される。

即ち，給電角周波数をω（ω−２πｆ）とすると，絶対
位相（又は回転角）θＭ一ωｔ軸上の位置（回転座標の
方向に相当）を決定するのが上記相対位相情報である。

ここで着目すべきことは，夫々の周波数信号（例えばパ
ルス）の特定のポイント（例えば立上シ点，立ＦＵ点，
零交叉点，ピーク点など）は，元来夫々の周波数信号発
生器の固有速度（例えば平均周波数対応量）の積分値に
応動した量であって状態量である点である。従って，相
対位相Ｃ特定ポイントの相対ズレ）は，夫々の固有速度
（複ａ）の相対差速度（単轄）の積分値に応動した量で
あって，これも又状態量である。状態量は一般的にはポ
テンシアル量に属し，距離空間では位置忙対応する。

以上の説明から，信号変換器（２５０ａ）　　として各
種の具体例で実現できることが示唆された。

，ｉ＠１１図では，三つの具体例を示し，次の実施例で
他の具体例を示す。

〔第１例〕 図において信号変換器の最も端適な例は，カウンタ類（
複数の７リップフロップやシ７トレジスタなど）であっ
て，そのカウンタの内容状数をｃｎケとし，　　ｃｎケ
の内容状態を循環的に繰シ返えしリングカウント動作せ
しめる。上記内容状態は，直流交流変換器（２１０ａ）
内のスイッチ群のオ／−オフ組み合せ状態数と対応する
。

通常定数Ｃは１又は２である。ｎヶのスイッチの内から
ｋ１ヶのスイッチを選んで導通させ，これを循環させる
場合はｃ−１。ｎヶのスイッチの内からｋ１ヶ選んで導
通させる時と，（ｋ１＋１）ケを選んで導通させるとき
とを交互にＡ夛返すと共Ｋ，且つｎヶの間で循環させる
場合はｃ＝２である。

分配パターン出力Ｘ１はｎヶの出力信号からなシ，夫々
対応するスイッチのオンまたはオフを意味する１または
０出力である。従って，分配パターン出力Ｘ１も前記の
如く，カウンタ内容状態に対応して，ｋヶ又は（Ｃ−Ｚ
　）クの出力信号がオン信号を送出し，これが循環的に
繰り返の えされる。この１つｒ相正出力信号を愈とするｅ と，第１０図（Ｃ）の正極性成分Ｅの如き出力であｅ る。同じｒ相の負極性対応出力信号后は，同様に第１０
図（Ｃ）の負極性成分Ｐの如き出力である。

この他，　！１　１図（ｃ）にて全振巾区間ｑ１は，上
記Ｔ　　　　２Ｔ ｋ１の選定によってＯ　，　一，　＋　，　＋＋＋＋＋
＋のようにａｎ　　　　ｃｎ 変化する。ここにでは給電交流の周期である。

さて，上記の如き分配パターン出力２を発生するのに，
リングカウンタ類（２５２　ａ）は周波数ｆ１のパルス
信号をカウントアップ入力とし，周波数ｆ２のパルス信
号をカウントダウン入力とする。

この時，給電周波数ｆは次式である。

Ｃ゜ｎ；カウンタ段数（状態数），　　ｃ＝１，２，・
・・ｎ；　給電電カスイッチ数，ｆ：給電周波数ｆ１，
ｆ２：第１，第２夫々周波数信号の周波数ｆ１〉ｆ２な
らば正回転，ｆ１＜ｆ２ならば負回転となる。又．　Ｃ
ｆ１ｊｆ２）／２はキアリア周波数に該当し，第１０図
（ｃ）の時間比変調区間ｑ２の変調周波数である。即ち
，例えば同図時点ｔ１において第１周波数信号ｆ１によ
シカウントアップされたことを意味し，時点ｔ２におい
て第２周波数信号ｆ２によってカウントダクンされたこ
とを意味する。全振巾区間ｑ１においては，他の相の分
配パターン出力が同様に時間比変調されている。

〔第２例〕 この他，パルスキアンセラ（パルス相殺器＞を通してＣ
ｆ１−ｆ２）パルスを作ジ，これをリングカウンタ類に
入力し，他方ｆ１信号とｆ２信号とを７リップフロツプ
のセット，リセット夫々の入力に入れて，時間比変調信
号を作シ，上記リングカウンタ類状態出力と上記時間比
変調信号とを合成（論理回路手段）して，同様の分配パ
ターン出力Ｘ１を生成することができる。

〔第３例〕 更に又，第１周波数信号ｆ１はパルス信号，第２周波数
信号ｆ２は同一周波数（ｆ１−ｆ２）の同期鋸歯状波信
号（例えば第１周波数信号ｆ１を発生するだめの弛張形
発振器の弛張波出力）とする。

そして，第２周波数信号は，別途のパルス巾変調器を介
して，パルス巾変調信号に変換する。

第１周波数信号はリングカウンタ類に入力し，リングカ
ウンタ類出力とパルス巾変調信号とを前記第１例と同様
に処理してもよい。又，パルス巾変調信号の立上りパル
スと立下υバルスとに分離し，立上υパルスは上記第１
周波数信号と合成（パルスＯＲ）シてカウントアップ入
力とし，立下９パルスはカウントダウン入力とすれば，
前記第１例と同様に分配出力が得られる。

以上第１例〜第３例は本発明の発明者による特願昭４９
−４０５６号の信号変換例に詳しい。

又，巧１例自体の信号変換法は′４！ｊ願昭４９−４０
５５号に詳述している。

以上の如くシて，位相情報（ボテンシアル消報）をアナ
ログ的に変化する時間比変調時間比量に変換し，もって
第１０図（Ｃ）の如き分配パターンを発生できる。この
ような全振巾時間比変調され，直接給゛成裟置のスイッ
チをオンーオンするためのスイッチング信号にできるも
のを第１種パターン発生器（分配パターンＸ１発生器）
（２５０ａ）と呼ぶことにする。又，この九〇の複数の
周波数信号の発生器を第１種周波数信号発生器（２５１
ａ）と呼ぶこととする。

かくして，直流交流変換器（２１（１ａ）は実質的に分
配パターンＸ１の電力増幅器であって，可変直流′成源
（２２０ａ）が電圧源ならば，給電交流出力セｆＥ　Ｖ
ａｃが第１０図（ｅ）の如き波形になる。又，可変直流
電源（２２０　ａ　）が直流電流源ならば，給電交流出
力電流ｉａｃが第１０図（Ｃ）の如き波形となる。

それらのパターンは，カウンタ数のｃ−ｎ及びスイッチ
数や，モータ相数，巻線法，結線法によって，　　Ｂ＜
Ｂ＞．　　Ｂ（Ｃ）ｌ実質的にＢ（Ａ）と見なし得るＥ
　（Ａ）　．更には実質的に人，Ｂ，Ｃ（第１０図（ａ
））のようになる。即ち，交流′成圧ｙａｃが第１０図
（Ｃ）ならば電流は平滑されてｆｆ，１０図（−）にな
る。

Ｗ流１。Ｃが第」０図（Ｃ）でも簡単なフィルタでモー
タ電流は第１０図（ａ）になる。

第１２図は，非可制御直流電源（２２０ｋ＋）と給電電
圧町制１ｇｌ直流交流変換器（２１ｏｂ）とを用いた実
施例で，その交流出力波形は第１０図（ｄ）に属し，特
に電圧ＶａＣをそのパターンにすることを主眼とする。

同図において，　（２５０ｂ）は第３種パターン発生器
（町変振巾パターン彦の発生器）である。

（２７０）は給電電流量Ｉ（又はその対応ｔ　Ｉ’　）
を設定値Ｉ５にすぺく制御するための比較増幅器であっ
て，パターン出力Ｘ３の振巾ＶＢを決定づけ，ひいては
給電電圧ＸＶを決定づける。

〔第１列〕 （２５３）は乗Ｊｉｒ．機能要素で，入力パターンが前
述第１種パターンＹ１であれば，単純なアナログスイッ
チ回路である。この場台，アナログ区圧Ｖ３を時間比変
調パターンて　｛ｍｉ１ｆｌ．　　その波形は第１０図
（Ｃ）又は，それらの正負分解成分又は更に多相に分解
された成分｝でオンーオフし，アナログスイッチ回路出
力も又，第１種時間比変調パターン｛第１０図（Ｃ）の
如し｝である。そして，このアナログスイッチ回路出力
を適宜合成（７ｌｏ減真）すると共にフィルタを通すと
，第１０図（ａ）類のパターンが得られる。そして，そ
の振幅はアナログ入力ＶＢに比例する。従って，前述の
第１１図第１種バターン発生器（２５０ａ）を第１２図
の（２５１ｂ）と（２５２ｂ）とに代えて，利用できる
。

〔第２例〕 乗算機能要素（２５３　）をアナログ入力アナログ出力
の乗算器とすると，その入力パターンは又第２種パター
ン隅｛一定振幅で，第１０図（ａ）類の連続波形｝であ
る。第２種パターン石は，２つの周波数信号ｆ１．ｆ２
を入力とした各種変調手段を用いて発生する。例えば，
両人力ｆ１．ｆ２が共に正弦波ならば，加算後検波する
方法（ビート出力を取９出す）や，掛算（振幅変調）後
検波する方法，更にそれらの検波出力を適宜に合成（加
減算）すればよい。この場甘，差周波数の出力が得られ
る。

両人力ｆ１，ｆ２の一方が正弦波で，他方が方形波であ
れば，正弦波入力を方形波入力でスイッチングするアナ
ログスイッチ回路を用いて後フィルタを通すことによ）
，差周波数の第２種パターン出力Ｘ２が得られる。

以上の第２例において，多相複数のパターン出力を得る
には，周波数信号ｆ１，　ｆ２の内の少なくとも一方は
更に複数であって同一周波数且つ位相差を持っていれば
よい。この位相差は，出力パターン石の内の夫々のパタ
ーン成分工２１〜”２ｍ１間の位相差に対応する。

この他，周波数信号ｆ１．ｆ２の内の正弦波であるもの
の振幅をＶＳで制御してもよい。

上記，周波数信号の内の少なくとも一つは可変周波数で
あって，周波数設定人力ｆｓに応動ずることは言うまで
もない。

さて，前述の如くして得られた，可変振幅連続波パター
ン彦（第３種で，その成分信号数ｍ２個）を基準パター
ンとして，パルス巾変調器（２６０）へ入力する。パル
ス幅変調器は時間比変調キアリア周波数の三角波又は正
弦波と上記人力Ｘ３とを夫々比較することによシ，スイ
ッチング信号（ｎｏ！）を発生し，給電装置内の各スイ
ッチ素子（ｎ個）をオンーオフ制御する。上記パルス巾
変調器（２６０）には各種のものを用いることができる
。

上記スイッチング信号及び給電交流出力電圧は第１０図
（ｄ）に属する可変変調度時間比変調波｛パターンＰ（
４），　　Ｆ（Ｂ），　　Ｆ（Ｃ））になる。従って，
給電電流量Ｉは，電圧ｖ５，ｖを媒介として制御される
。又，給電周波数ｆは，周波数信号の差周波数で制御さ
れ，相回転は連続的に可逆制御される（第１１図と同様
）。又，電動機に生起される回転磁界の回転角は，連続
量である少なくとも２つの周波数信号の位相差（無限に
積算される位相差）が写像されるので，連続制御される
。　　　　゛ 第１３図は，他の例で，電圧を媒介させずに，直接給電
交流電流１（複数ｍ２個，各相各極性などの各成分）を
制御し，給！電流波形自身を基準［流ＩＳ　（第３種可
変振幅連続パターンｋ｛第１０図（ａ））の類で，その
成分（信号）数はｍ２個〕になるよう刻々電流制御する
ものでらる。

同図において，（６）は交流電源ＶａＣ又は固定電圧直
流電源Ｆｊｄである。（２ＳＯ）はサイクロコンバータ
（直接周波数変換器）又は直流交流変換器（前記（２１
０１））相当）である。

可変振巾のパターン発生器（２ｓｏｂ）は前述第１２図
と同様であるが，その振巾決定入力は給電成流設定人力
Ｉｉ９が与えられる。従って，パターン出力Ｘ５は所望
給′成電流ｆＩｌ１１に対応する振幅を持つ可変周波数
可逆相回転の給電交流電流対応信号１ｓである。

他方，電動機（１ｏｏ）への各相＃電電流又は谷相各極
性給電′亀流又はそれらに対応した電流１（ｍ２１ｒＩ
Ａ）を検出する電流検出器（２９　１　）　（ｍ２　１
固）を備える。夫々検出電流１は夫々対応する基準電流
パターン１ｓと比較すべく比較器（２６１）（ｍ２１固
）を備える。夫々の比較出力１ε（ｍ２個）は夫々の電
流を制御するだめの成流制御回路（２６２）　（　ｍ２
ヶに対処）に与える。

サイクロコンバータの場甘，ｔ流制御回路（２６２）の
主体は導通位相制御回路（移相器）（２６２ａ）であっ
て，電源交流ＶａＣ　　からトランス（２９３）を介し
て同期信号を点線の如く入刀する（ｍ５個）。

直流交流変換器の場合，電流制御回路（２６２）の主体
はヒステリシス巾（電流許容脈動巾ム１に相当）を持つ
コンパレータ（２６２ｂ）　　又はパルス巾変調器（２
６２ｃ）である。

上記亀流制御回路（２６２　）の出力はサイクロコンバ
ータ又は直流交流変換器（２３Ｏ）のスイッチ数ｎと対
応したｎ個の導通信号を与え，ひいては゛鑞流１の各々
を制御する。

ここにｎコｆｆｌ２　’．　Ｃ２　”　ｍ５で＃　”２
ｚ　ｍ５ｅｃ２は夫々正の整数。電流信号１，１ｓが各
々両極性成分を含む交流であって，両波共通の比較器（
２６１）で１相分一括制御する場合を例に取れば，　　
ｍ２は電動機独立相数（　ｍ２　＝　ｌ〜３が通常）。

単極性個別？ＩＩＪ１ｇｌする場合は”２＝３ｙ　　４
＊　　６．８が通常である。ｃ２は単極性制御方式でｃ
２は１以上，両極性制御方式ではｃ２は２以上である。

直流交−　　流変換器の場合はｍ３は１，？イクロコン
バータではｍ５は２以上である。サイクロコンバータで
はｍ５が多い程，良好な制御性が得られる。

以上，第１１図〜第１３図実施例によって，第１０図（
．），　（Ｃ），　（ｄ）の夫々のパターンの発生法の
具体例及びそれらのパターンの実質的電力増幅量である
給電交流電圧”ｌ’ａｃ又は同様パターンの給［電流ｉ
ａＣを給電する具体例（詳細回路図の接続は省略）を示
した。これらの具体的回路図は，周知ないし先行発明の
電力変換器回路網を利用できる。特に，前記引用した本
発明の発明者による先行発明特願昭４９−４０５５号お
よび特願昭４９−４０５６号が簡単且つ高性能を発揮し
得，る。

さて，第１１図〜第１３図の実施例を示し，これらを詳
述したところの理由は，これらに共通する前述の考察で
示唆したように誘導電動機式位置サーボ装置のだめの改
良発明が含まれているからである。そしてその背景とし
て，所定電流以上の電流量を給電した場合の同期的回転
の問題とこの解決のために給電交流ベクトル回転角ひい
ては回転磁界の回転角の所要分解能の問題とがあったこ
とを想起されるであろう。

第１１図〜第１３図に共通する要件を抽出すると次のよ
うになる。

（ａ）　　夾質的に電力増幅されて給電交流に写像され
るパターン発生器（２５０）を備える。

（ｂ）　　パターン発生器（２５０）は少なくとも二つ
の周波数信号ｆｔ　，　ｈを発生する周波数信号発生器
（２５１）とそれらの周波数信号から上・記パターンに
変換する信号変換器（２５２　）とからなる。

＜ｃ＞　　上記周波数信号の少なくとも１つは可変周波
数である。

上記（−）（ｂ）の構成によ），次の作用をする。

（イ）給′鑞周波数ｆは，途中の分周や周波数変換が介
在したとしても ｆ　＝　ＣＫ，ｆ１−　Ｋ２ｈ　）／Ｋ３・−・−・−
・・Ｑ４）Ｋ１ｔ　Ｋ２　ｓ　Ｋ３　；定数 の関係を持ち，差周波数相当量が給電周波数に写像され
る。

（ロ）　１つの周波数信号を基準周期とした時，他方の
周波数信号の一般化位相差（周波数が異なる時はＫ１／
Ｋ２比の分周率又は倍周率をかけて換算するものとする
。且つエンドレスな位相を想定する）は，給電交流の位
相即ちベクトル回転角に写像される。

以上の結果次の特長効果を生む （１）　　Ｋ１ｆ１＞　Ｋｄ２　　なる時を正回転とす
ると，Ｋ１ｆ１＜Ｋ２ｆ２の時負回転し，連続的に可逆
相回転．させることができる。

（■）上記一般化位相差はアナログ量であるから，給′
成交流ベクトル回転角ひいては回転磁界はアナログ量と
して連続制御できる。

従って，１気角分屏能は無限的である。よって，前述（
５）〜ｃＩ２式の問題が理想的に解消された。

（Ｍｌ）　　位置ナーボでは位置偏差の零点近傍の連続
性が重要で，上記（１バ鳳》の連続性によシ高精度微細
な制御が可能となる。

特に，上記（１）〜（ｉＭ）は通常の速度制御装置では
余り問題でない，何故なら例え可逆転でも，電子切シ換
えで充分であシ，電気角分解能もトルク脈動を小さくす
ると言う意味しかない。もしトルク脈動を問題にするな
らば，パターンが第１０図（−）の正弦波であることが
望ましく，連続性に優先して正弦波状｛第１０図（ａ）
（ｂ）　）であることが望まれ低次高調波成分が問題と
なる。

上記Ｏ）は誘導電動機で位置制御する場合に固有の問題
即ち，速度次元ではなくベクトル回転角度次元でその連
続性が重要な役割を果たすものである。

上記（４）は，やはシ位置制御する場合に固有の位置偏
差零点近傍におけるベクトル回転角（回転磁界回転角）
θＭの連続性が効果を発渾するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサーボ装置の回路構成図，第２図は誘導
電動機の動作説明図，第３図は誘導電動機の負荷外乱周
波数特性図，第４図はこの発明の一実施例の回路構成図
，第５図は動作説明図，第６図はこの発明に関するブロ
ック図，第７図はこの発明の他の実施例のブロック図，
第８図（ａ）はこの発明の他の実施例のブロック図，第
８図（ｂ）　（ＣＸｄ）はこの発明における給′亀電流
設定手段（ＳＯＯ）および滑シ周波数設定手段（４２０
　）の特性図，＄９図は誘導電動機の回転磁界の軌跡を
示す図，第１０図は給電交流波形パターンを示す図，第
１１〜１３図はこの発明における給電装置（２００）の
種々の実施例を示すブロック図である。 なお，図中同一符号は同一部分を示す。 （２００）は可変周波数給電装置，　　（６００）は検
出手段，　　（３００）は比較手段，　　（１００）は
誘導電動機，（７）は指令手段である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘導電動機の一次巻線に可変周波数交流を給電す
   る給電装置、上誘導電動機で制御される位置または回転
   角に対応する量を検出する検出手段、上記位置または回
   転角の対応量と指令とを比較する比較手段、上記給電装
   置の給電周波数を上記比較手段の出力に応じて制御する
   ための閉ループ制御手段を備え、上記給電装置は上記誘
   導電動機への給電電流値を常時所定値以上に確保するよ
   うにした誘導電動機式サーボ装置。
2. （２）特許請求の範囲第１項において、上記給電装置は
   上記指令の変更待機状態にも所定値以上の電流量を上記
   誘導電動機に給電し、且つほゞ直流電流になるまで周波
   数を制御してなる誘導電動機式サーボ装置。