JPS6314838B2

JPS6314838B2 -

Info

Publication number: JPS6314838B2
Application number: JP55174011A
Authority: JP
Inventors: Masataka Ozawa; Kazutaka Koyama; Hideo Nishama
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1980-12-09
Filing date: 1980-12-09
Publication date: 1988-04-01
Also published as: JPS5796497A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電荷をコンデンサに蓄積し、閃光放電
管を通して放電する閃光放電装置における電荷蓄
積のための電気回路に関するものであり、電荷を
蓄積するための昇圧作用を２つの回路を介して行
なわせて充電回路の出力電圧および充電電流の制
御を確実に行なわせ、充電にともなつて発生する
損失を減少させるとともに閃光放電管の自続放電
を防止することにより、放電装置の効率をあげ、
信頼性を向上させようとするものである。

閃光放電装置において、コンデンサを充電する
回路として、小型化・軽量化をはかるためにスイ
ツチング電源回路が用いられる。このスイツチン
グ電源回路を交流電源で用いようとするとき、一
般に交流を整流回路で整流し、大容量の平滑コン
デンサを用いて平滑し直流にする。その後に、直
流電圧をDC―ACコンバータで高周波交流に変換
するとともに昇圧する。さらにこの高周波交流を
充電電流制限用のチヨークコイルをへて整流し、
電荷蓄積用コンデンサを充電する。このような閃
光放電装置においては、充電エネルギー、設定充
電完了電圧、コンデンサの静電容量充電電圧に達
するまでに要する時間（以下充電時間とする）、
DC―ACコンバータの発振周波数の諸条件を設定
するとチヨークコイルのインピーダンスは決まつ
てしまい、DC―ACコンバータの負荷条件を自由
に設定することができない。そのため、スイツチ
ングサイクル毎にスイツチング素子に流れる瞬時
電流および交流電源から流れる入力電流を適切に
制御することができず、スイツチング素子におけ
る損失および閃光後の再充電開始時における突入
電流を低減させることが期待できない。損失が大
きいと放電装置の効率は悪くなる。また突入電流
が大きいと電源容量を大きく見積る必要がある。
さらに昇圧回路部の電圧がチヨークコイルをへて
閃光放電管に加えられるため、閃光放電後の再充
電時に高電圧が閃光放電管に直接かかることにな
り、閃光放電管が自続放電を起こしやすい。この
自続放電は、閃光放電後の再充電時に突入電流が
大きいとさらに起きやすくなる。この自続放電は
閃光放電装置においては起きてはならない現象で
あり、これが起きやすいということは、装置の信
頼性が低いことになる。

本発明は以上のごとく、充電回路の出力電圧お
よび充電電流を適切に制御し、充電にともなつて
発生する損失を減少させるとともに閃光放電管の
自続放電を防止することにより、放電装置の効率
をあげ、信頼性を向上させようとするものであ
る。

閃光放電装置の従来例を第１図に示す。以下従
来例の動作を説明する。

交流電源１の出力は整流回路２で整流され、さ
らに平滑コンデンサ３で平滑されて直流になる。
以上が直流電源部である。直流がDC―ACコンバ
ータ４に加えられると、スイツチング動作によつ
て高周波交流への変換および昇圧を行ない、整流
回路５で整流され、チヨークコイル６をへて、コ
ンデンサ７に電荷を蓄積する。

電荷を蓄積する充電中において、閃光放電用コ
ンデンサ７の電圧は電圧検出回路８で検出され
る。コンデンサ７の電圧が設定充電完了電圧に達
すると電圧検出回路８の出力電圧が、充電完了基
準電圧回路９の出力電圧より高くなる。このと
き、電圧比較器１０が働き、出力信号をoffにす
る。電圧比較器１０の出力信号がoffになるとDC
―ACコンバータ４はスイツチング動作を停止す
る。スイツチング動作が停止すると、コンデンサ
７は充電されないので、コンデンサ７の電圧は設
定充電完了電圧になる。

次にトリガパルス発生回路１１にトリガパルス
発生指令信号が加えられると、閃光放電管１２の
トリガ電極１３にトリガパルスを出す。トリガパ
ルスが加えられるとコンデンサ７に蓄積された電
荷は閃光放電管１２を通して放電する。

放電により閃光放電用コンデンサ７の電圧は低
下し、電圧検出回路８の出力電圧が充電完了基準
電圧回路９の出力電圧より低くなるので、電圧比
較器１０の出力信号がONになる。そのため、
DC―ACコンバータ４はスイツチング動作を開始
する。以上の動作を繰り返し行なうことにより、
間欠的に閃光放電を行なうことができる。

上記従来例において、充電電流の制限はチヨー
クコイル６で行なうようにしたので、充電エネル
ギ、設定充電完了電圧、コンデンサ７の静電容
量、充電時間、DC―ACコンバータ４の発振周波
数を設定するとチヨークコイル６のインダクタン
スは決まつてしまい、DC―ACコンバータ４から
見た負荷条件を自由に設定することができない。

すなわち、DC―ACコンバータ４から見た負荷
はチヨークコイル６とコンデンサ７との直列回路
であり、合成の負荷インピーダンスは各々のイン
ピーダンスの組合せで決まる。所定の充電エネル
ギをコンデンサ７に蓄積するために、コンデンサ
７の静電容量と設定充電完了電圧を定め、さらに
所定の発振周波数でDC―ACコンバータ４を動作
させて所定の充電時間で充電を完了させようとす
ると、充電電流を制限しているチヨークコイル６
のインピーダンスは一義的に定まる。

このことは第２図に示す簡略化回路に置きかえ
て説明する。ここで、直流電源１４とスイツチ１
５はDC―ACコンバータ４と等価であると考え
る。この場合、DC―ACインバータが矩形波交流
を出力するものとし、そのうちの１つの半サイク
ルについて考えてみると、スイツチ１５が閉じた
ときが半サイクルの開始であり、開いたときが半
サイクルの終りであるとすることができる。この
とき流れる電流をｉ、チヨークコイル６のインダ
クタンスをL₁、コンデンサ７の静電容量をC₁、
直流電源の電圧をE₁とすると次の式がなりたつ。

L₁di／dt＋１／C₁∫idt＝E₁ ここで、コンデンサ７の電荷をq₁とし上式を解
くと q₁＝C₁E₁（１−cosω_pｔ ……１となる。

q₁，i₁の時間変化を第３図に示す。

第１図の従来例では整流回路があるので、蓄積
した電荷は閃光放電しない限り減少することはな
いので、DC―ACコンバータ４においては所定の
電荷がコンデンサ７に蓄積されるまで以上の動作
が断続的に行なわれるものと考えることができ
る。これから、所定の電荷が蓄積されるまでの時
間および流れる電流はL₁，C₁により一義的に定
まることがわかる。

以上に示す如く、従来例においては充電エネル
ギ、設定充電完了電圧、コンデンサ７の静電容
量、充電時間およびDC―ACコンバータ４の発振
周波数を設定するとチヨークコイル６のインピー
ダンスは決まつてしまい、DC―ACコンバータ４
から見た負荷条件を自由に設定することができな
い。そのため、スイツチングサイクル毎にDC―
ACコンバータ４から出力される瞬時電流波形お
よびスイツチング素子に流れる電流波形を制御す
ることができない。一般的にスイツチング電源に
おける損失の大部分は、スイツチング素子がON
―OFFする際のスイツチング損失にあるとされ
ている。このスイツチング損失はスイツチング素
子にかかつている電圧と流れる電流との積であ
る。したがつて、スイツチング損失を減少させて
回路の効率を上げるためには、スイツチングサイ
クル毎に流れる瞬時電流を制御し、スイツチング
素子のON―OFF時に過大な電流が流れないよう
にすることが必要である。従来例では、瞬時電流
波形を制御することができないので、瞬時電流波
形を適切にすることによる効率の改善を期待でき
ない。

さらに、充電開始から充電完了までの間におけ
る交流電源からの入力電流の変化は一義的に決ま
つてしまい制御することができないので、閃光後
の再充電開始時における突入電流の低減あるいは
入力電流の最大値の低減を期待できない。そのた
め、閃光放電管の自続放電を防止することにより
放電装置の信頼性を向上させることあるいは、所
要入力電流容量の低減による放電装置の性能向上
を期待できない。

以上のように、昇圧をDC―ACコンバータだけ
で行ない、充電電流の制限をチヨークコイルだけ
で行なうようにした充電回路を用いた閃光放電装
置においては、スイツチング素子に流れる電流を
適切に制御できないため、スイツチング損失が大
きくなるという欠点があつた。さらに閃光放電後
の再充電時に、充電用コンデンサへの突入電流を
おさえることができないばかりでなく、高い充電
電圧を直接に閃光放電管に印加することになるの
で、閃光放電管の自続放電を生じやすいという欠
点があつた。

本発明の実施例を第４図に示し、以下その構成
と動作を説明する。

交流電源１の出力は整流回路２で整流され、さ
らに平滑コンデンサ３で平滑されて直流になる。
直流がDC―ACコンバータ４に加えられると、ス
イツチング動作によつて高周波交流への変換およ
び昇圧を行ない、チヨークコイル６をへて、Ｎ倍
圧整流回路１６で昇圧および整流され、コンデン
サ７に電荷を蓄積する。

次にトリガパルス発生回路１１にトリガパルス
発生指令信号が加えられると閃光放電管１２のト
リガ電極１３にトリガパルスを出す。トリガパル
スが加えられるとコンデンサ７に蓄積された電荷
は閃光放電管１２を通して放電する。

放電により閃光放電用コンデンサ７の電圧は低
下し、電圧検出回路８の出力電圧で充電完了基準
電圧回路９の出力電圧より低くなるので、電圧比
較器１０の出力信号がONになる。そのため、
DC―ACコンバータ４はスイッチング動作を開始
する。以上の動作を繰り返し行なうことにより、
間欠的に閃光放電を行なうことができる。

さらに、DC―ACコンバータの実施例を第５図
に示す。以下、DC―ACコンバータの動作を説明
する。パルス発振回路２５の出力パルスによつて
フリツプフロツプ回路２６の２つの出力は交互に
高レベルになる。電圧比較器１０からの出力信号
が高レベルであると、パルス発振回路２５とフリ
ツプフロツプ回路２６との出力により、ゲート回
路２７，２８は交互にパルスを出す。ゲート回路
２７，２８の出力パルスによりドライブトランジ
スタ２９，３０はパルス幅に応じた期間交互に
ONになり、ドライブトランス３１、抵抗３２，
３３を通してドライブパルスを出す。ドライブパ
ルスによつて、メイントランジスタ３４，３５は
交互にONする。メイントランジスタ３４，３５
が交互にONすると、平滑コンデンサ３からの直
流入力はパルス発振回路２５の発振周波数の1/2
の周波数でスイツチングされる。これがDC―AC
コンバータの発振周波数である。スイツチングに
よつて平滑コンデンサ３からの電流はメイントラ
ンス３６の１次巻線を、スイツチ毎に反対方向に
流れる。そのためメイントランス３６の昇圧比に
応じた矩形波交流電圧を２次巻線に発生する。

このDC―ACコンバータにおいて、電圧比較器
１０の出力電圧が低いレベルであると、ゲート回
路２７，２８からパルスが出力されない。そのた
め、ドライブトランジスタ２９，３０、およびメ
イントランジスタ３４，３５は動作せず、スイツ
チング動作を行なわない。したがつてDC―ACコ
ンバータ４の出力側に電圧が発生しない。以上の
ように、電圧比較器１０の出力によつてDC―AC
コンバータ４のスイツチング動作は制御される。

本発明の実施例において、充電電流の制限はチ
ヨークコイル６およびＮ倍圧整流回路に使用する
コンデンサ１７，１８，１９，２０で行なわれ
る。そのため、充電エネルギ、設定充電完了電
圧、コンデンサ７の静電容量、充電時間、DC―
ACコンバータ４の発振周波数を設定しても、チ
ヨークコイル６のインダクタンスとコンデンサ１
７，１８，１９，２０の静電容量の組合せ、およ
びDC―ACコンバータ４から見た負荷条件を自由
に設定することができる。ただし、コンデンサ１
７，１８，１９，２０の静電容量はコンデンサ７
の静電容量にくらべて小さい値でよい。すなわ
ち、DC―ACコンバータ４から見た負荷はチヨー
クコイル６とコンデンサ１７，１８，１９，２０
とコンデンサ７との合成回路であり、合成の負荷
インピーダンスは各々のインピーダンスの組合せ
で定まる。したがつて、所定の充電エネルギをコ
ンデンサ７に蓄積するために、コンデンサ７の静
電容量と設定充電完了電圧を定めたとしても、所
定の発振周波数でDC―ACコンバータ４を動作さ
せて所定の充電時間で充電を完了させるのに必要
な、チヨークコイル６のインダクタンスおよびコ
ンデンサ１７，１８，１９，２０の静電容量は一
義的に定まらず、組合せを自由に設定することが
できる。

以上のことを第６図に示す簡略化回路モデルに
置きかえて説明する。ここで、直流電源１４とス
イツチ１５はDC―ACコンバータ４と等価である
と考える。この場合、DC―ACコンバータが矩形
波交流を出力するものとし、そのうちの１つの半
サイクルについて考えてみると、スイツチ１５が
閉じたときが半サイクルの開始であり、開いたと
きが半サイクルの終りであるとすることができ
る。また、チヨークコイル３７は第４図に示すチ
ヨークコイル６と同一であるとともに、コンデン
サ３８は第４図に示すコンデンサ１７，１８，１
９，２０とコンデンサ７との合成の静電容量をも
つコンデンサである。第６図の回路において、ス
イツチ１５が閉じたとき流れる電流をi₂、チヨー
クコイル３７のインダクタンスをL₂、コンデン
サ３８の静電容量をC₂、直流電源の電圧をE₂と
すると次式がなりたつ。

L₂di₂／dt＋１／C₂∫i₂dt＝E₂ ここで、コンデンサ２２の電荷をq₂とし上式を
解くと、 q₂＝C₂E₂（１−cos w₀t） ……４となる。q₂，i₂の時間変化を第７図ａに示す。

第４図の実施例ではＮ倍圧整流回路１６がある
ので、蓄積した電荷は閃光放電しない限り減少す
ることはない。またＮ倍圧整流回路１６における
動作は、DC―ACコンバータ４の出力端ｂが正の
サイクルにおいてコンデンサ１７を充電し、出力
端ｂが負のサイクルにおいて、コンデンサ１７の
電圧とDC―ACコンバータ４の出力電圧を加算し
た電圧でコンデンサ１８を充電するというよう
に、順序充電し最終的に高い出力電圧を得るとい
う動作である。したがつて、毎サイクル毎に小容
量のコンデンサ１７，１８，１９，２０を充電す
る動作を繰り返すことになる。特にコンデンサ１
７はすべての他のコンデンサと直列に入ることに
なるので、合成インピーダンスの大きさに大きく
寄与し、充電電流の大きさにも大きく影響する。

以上の充電にあたり、DC―ACコンバータ４の
スイツチング損失を低減させるためには、スイツ
チングサイクル毎にスイツチング素子がON―
OFFする際に流れる電流を小さくする必要があ
る。そのためには、第７図ａにおける電流i₂の電
流値の小さい所でスイツチングを行なえばよい。
スイツチング素子をi₂＝ｏになる所でスイツチン
グするときの、スイツチング素子にかかる電圧
v_CEを第７図ｂに示す。電流i₂はDC―ACコンバー
タ４の出力電流とすれば、スイツチング素子に流
れる電流はi₂に比例した電流となる。したがつ
て、スイツチング損失はＫ×i₂×v_CEとなる。と
ころでi₂＝０でスイツチングするものとしたので
Ｋ×i₂×v_CEは０となる。実際には、スイツチン
グ素子の動作遅れがあるので、損失はｏにはなら
ないが、最小に設定することができる。順序充電
が進むと、各々のコンデンサに電荷が残るように
なるため、スイツチング素子は第７図ｃに示すタ
イミングでONし第７図ａにおける電流波形の途
中から電流が流れはじめることになる。ダイオー
ド２１，２２，２３，２４があるために負の電流
は流れず、スイッチングのサイクル中に流れる電
流は徐々に減少してゆく。

以上のように、スイツチングのタイミングとス
イツチングのサイクル毎に流れる瞬時電流および
充電開始から充電完了までの間に流れる電流の変
化との関係を説明した。前述のごとく本発明にお
いては、チヨークコイル６のインダクタンスとコ
ンデンサ１７，１８，１９，２０の静電容量との
組合せを自由に設定することができるので、式５
に示すごとく、スイツチングのサイクル毎の瞬時
電流の変化を自由に設定することができる。その
ため、充電開始から充電完了までの間に流れる電
流の変化も自由に設定することができる。

以下、充電開始から充電完了までの間に流れる
電流の変化の設定について説明する。第７図ｂの
スイツチングのタイミングは、第７図ａにおける
電流i₂＝０なる所でスイツチングする、すなわ
ち、式５で表わされる振動周期の半サイクルの時
間t₁だけスイツチング素子をONするとした。そ
のため充電開始から充電完了までの間に流れる電
流は徐々に減少するとした。これに対して、スイ
ツチング素子をONする時間をt₁より小さく設定
する。スイツチング素子の動作タイミングを第７
図ｄ，ｅに示す。これにより、充電開始時におい
ては第７図ｄのごとく動作し、瞬時電流は小さい
が、充電が進むにつれて第７図ｅのごとく動作
し、瞬時電流は大きくなる。以上のごとく、スイ
ツチング素子のONする時間、すなわち、発振周
波数を変えることにより、充電開始から充電完了
までに流れる電流の変化の傾向を変えることがで
きる。今、ここでは発振周波数を変えるとして説
明したが、発振周波数一定であつても、充電開始
から充電完了までに流れる電流の変化の傾向を変
えることができる。すなわち、スイツチング素子
のONする時間t₃は一定としておいて、チヨーク
コイル６のインダクタンスおよびコンデンサ１
７，１８，１９，２０の静電容量の組合せを変え
て式６における振動の周波数を変え、振動周波の
半サイクルの時間t₁を変えることにより、充電開
始から充電完了までに流れる電流の変化の傾向を
変えることができる。

さらに、DC―ACコンバータ４から見た合成の
負荷インピーダンスについて説明する。前記のご
とく、振動周期の半サイクルの時間t₁とスイツチ
ング素子のON時間t₂を同一とすることにより、
充電開始から充電完了までに流れる電流の変化の
傾向は、徐々に減少する傾向であるとした。また
振動周期の半サイクルの時間t₁よりスイッチング
素子のON時間t₂を小さくすることにより、充電
開始から充電完了までに流れる電流の変化の傾向
は、徐々に増加する傾向にあるとした。これから
振動周期の半サイクルの時間t₁よりスイツチング
素子のON時間t₂を大きくすればするほど、充電
開始から充電完了までに流れる電流はさらに大き
く減少する傾向にあると考えられる。

放電装置の効率、力率が一定であるとすれば、
所定のエネルギを蓄積するにあたり、閃光放電後
の再充電開始時における突入電流をおさえようと
すれば入力電流の傾向を、再充電開始時に低く、
充電中に一定あるいは増加するようにする必要が
ある。そのために、振動周期の半サイクルの時間
t₁を少なくともスイツチング素子のON時間より
大きくする必要がある。いいかえれば、DC―AC
コンバータから見た合成の負荷インピーダンスの
共振周波数をDC―ACコンバータの発振周波数よ
り小さくなるように、チヨークコイル６のインダ
クタンスおよびコンデンサ７，１７，１８，１
９，２０の静電容量を組み合せることにより、突
入電流をおさえることができる。これにより、再
充電開始時に過大な突入電流がコンデンサ７に流
入することによつて生じるランプの自続放電を防
止することができる。

また、第７図ａの電流i₂とスイツチング素子の
ONするタイミングとの関係からわかるように、
振動周期の半サイクルの時間t₁にくらべてスイツ
チング素子のON時間t₂を小さくすればするほど、
瞬時電流のピーク値は相対的にスイツチング素子
のON時の後より、すなわちOFF時に近くなる。
そのため、スイツチング素子のON時における損
失を減少させることができる。いいかえれば、
DC―ACコンバータから見た合成の負荷インピー
ダンスの共振周波数をDC―ACコンバータの発振
周波数より小さくなるように、チヨークコイル６
のインダクタンスおよびコンデンサ７，１７，１
８，１９，２０の静電容量を組み合せることによ
り、スイツチング素子がONする時の瞬時電流を
低減させることができ、スイツチング素子のON
時における損失を減少させることができる。以上
の構成によることによりスイツチング素子のON
時の遅れが大きいようなDC―ACコンバータにお
いては、損失を減少させ、効率を高めることがで
きる。

またさらに、Ｎ倍圧整流回路の出力電圧は、コ
ンデンサ１７，１８，１９，２０およびコンデン
サ７の充電にともなつて徐々に高くなるので、閃
光放電後の再充電時に過大な電圧が閃光放電管に
直接かかることがないので、再充電時に閃光放電
管の自続放電が生じるのを防止できる。

以上のごとく、本発明においては、DC―ACコ
ンバータ４の出力を、チヨークコイル６をへてＮ
倍圧整流回路１６に入力し、整流と昇圧を行なつ
た後にコンデンサ７に入力するようにしたので、
充電回路の出力電圧および充電電流を適切に制御
することにより、充電にともなつて発生する損失
を減少させるとともに閃光放電管１２の自続放電
を防止することができ、放電装置の効率をあげ、
信頼性を向上させることができる。

以上、本発明の実施例について説明してきた。
しかし、直流電源の出力は必らずしも完全に平滑
された直流でなくともよい。直流電源が、交流電
源と、交流電源に接続された整流回路とからな
り、出力として脈流電圧を出力するものでもよ
い。脈流電圧を出力することにより、低い電圧の
ときに入力電流が製限されるために、チヨークコ
イルおよびＮ倍圧整流回路における制限作用を小
さくすることができる。そのため、チヨークコイ
ルと、Ｎ倍圧整流回路と電荷を蓄積するコンデン
サとで構成される回路部の合成インピーダンスの
共振周波数をDC―ACコンバータの発振周波数よ
り小さくしたとき、合成インピーダンスは誘導性
になるが、このときのチヨークコイルのインダク
タンスを小さくすることができるという効果があ
る。さらに交流電源からの入力を整流すずだけで
平滑しないので、力率を良くすることができる。
十分に平滑しない程度にコンデンサを入れる場合
にも同様の効果がある。

さらに、DC―ACコンバータ４は必らずしも第
５図の実施例で示した他励式プツシユプル回路に
限らない。自励式あるいは１石式、ブリツジ式な
ど他の回路方式であつてもよい。また、DC―AC
コンバータとチヨークコイルの組み合せにかえて
リーケージ形のトランスを用いたDC―ACコンバ
ータとしても同様の効果があることは明らかであ
る。さらに、DC―ACコンバータにかえてトラン
スだけで昇圧することにしても、入力電流を制御
できるという点では同様の効果をあげることがで
きることは明らかである。

本発明による効果は次の通りである。

１閃光放電後の再充電時に、充電用コンデンサ
への突入電流をおさえるとともに、高い充電電
圧を直接閃光放電管に印加することを防止する
ことにより、閃光放電管の自続放電を防止する
ことができる。

２スイツチング素子に流れる瞬時電流を制御す
ることにより、スイツチング損失を減少させる
ことができる。そのため放電装置の効率および
信頼性を向上させることができる。

３昇圧をDC―ACコンバータで行なうととも
に、Ｎ倍圧整流回路でも行なわせるようにした
ので、DC―ACコンバータの部品にかかる電圧
が低くなる。そのため耐圧の低い部品を使用す
ることができるとともに、信頼性を向上させる
ことができる。

４高電圧充電が可能となつたので、閃光放電管
のガス圧を高くすることができ、自続放電を防
止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来列回路図、第２図は同簡略化回路
モデル、第３図は電流と電荷の時間変化図、第４
図は本発明の実施例回路図、第５図は同DC―AC
コンバータの実施例回路図、第６図は同簡略化回
路モデル、第７図は電流と電荷の時間変化および
スイツチング素子にかかる電圧のタイミングチヤ
ートである。４…DC―ACコンバータ、６…チヨークコイ
ル、１６…Ｎ倍圧整流回路、１２…閃光放電管、
１１…トリガパルス発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】１閃光放電管と、放電管を発光させるためのト
リガパルス発生回路と、充電用コンデンサと、直
流電源と、直流電源の出力によりコンデンサを充
電するための充電回路とを有した閃光放電装置に
おいて、充電回路が直流出力を高周波交流に変換
するDC―ACコンバータと、チヨークコイルと、
チヨークコイルを介してDC―ACコンバータの高
周波出力端に接続されたＮ倍圧整流回路と、電荷
を蓄積するコンデンサとを備え、前記DC―ACコ
ンバータで昇圧した交流をチヨークおよびＮ倍圧
整流回路で電流制御するとともにさらに昇圧し、
電荷をコンデンサに蓄積し、トリガパルス発生回
路の出力パルスにより電荷を閃光放電管を通して
放電させるようにしたことを特徴とする閃光放電
装置。２チヨークコイルと、Ｎ倍圧整流回路と電荷を
蓄積するコンデンサとで構成される回路部の合成
インピーダンスの共振周波数をDC―ACコンバー
タの発振周波数より小さくしたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の閃光放電装置。３直流電源が、交流電源と整流回路とからな
り、十分に平滑されていない脈流電圧を出力する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第
２項記載の閃光放電装置。