JPS6315549A - 量子化帰還形積分検出回路 - Google Patents
量子化帰還形積分検出回路Info
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- JPS6315549A JPS6315549A JP61160024A JP16002486A JPS6315549A JP S6315549 A JPS6315549 A JP S6315549A JP 61160024 A JP61160024 A JP 61160024A JP 16002486 A JP16002486 A JP 16002486A JP S6315549 A JPS6315549 A JP S6315549A
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- Japan
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- feedback
- signal
- detection circuit
- diodes
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の第１１用分野
本発明はデジタル信号の伝送・記録再生における受信信
号の識別を行う量子化帰還形積分検出回路に関するもの
である。
号の識別を行う量子化帰還形積分検出回路に関するもの
である。
従来の技術
磁気記録における電磁変換系は一般に低域遮断特性を示
す、又伝送回線においても甲部器への電源供給などのた
めに低域を遮断する必要が生じる場合がある。このよう
な低域遮断特性を有する系を通過させることにより低域
遮断による符号量干渉が生じることはよく知られるとお
りであり、その改善方法の一つとして第４図に示す如き
量子化帰還の方法がある。
す、又伝送回線においても甲部器への電源供給などのた
めに低域を遮断する必要が生じる場合がある。このよう
な低域遮断特性を有する系を通過させることにより低域
遮断による符号量干渉が生じることはよく知られるとお
りであり、その改善方法の一つとして第４図に示す如き
量子化帰還の方法がある。
電磁変換系又は伝送回線の特性や高域の等化器等を含め
た低域遮断特性を第４図のバイパスフィルター１で現わ
すと、この伝達特性は一次のノ・イパスフィルターで近
似され、伝達関数は次の如く現わされる。
た低域遮断特性を第４図のバイパスフィルター１で現わ
すと、この伝達特性は一次のノ・イパスフィルターで近
似され、伝達関数は次の如く現わされる。
Ｇｈ（ｓ） ＝ Ｓ Ｔ／ （１＋Ｓ Ｔ ） ・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）−力帰
還フイルター２の伝達関数は次の如くである。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）−力帰
還フイルター２の伝達関数は次の如くである。
Ｇ ６Ｋ） ＝ １ ／ （１＋Ｓ Ｔ ） ・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・個従って識別器
４の識別再生信号に誤りが無ければ、加算器３の出力は
完全に低域成分の再生された信号となる。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・個従って識別器
４の識別再生信号に誤りが無ければ、加算器３の出力は
完全に低域成分の再生された信号となる。
発明が解決しようとする問題点
よく知られているように量子化帰還による直流再生の最
大の欠点として誤シ伝搬の発生の問題がある。
大の欠点として誤シ伝搬の発生の問題がある。
以下誤り伝搬の問題について第６図の波形図を参考にし
ながら述べる。波形Ａの実線の如き信号が電磁変換系や
受信側の低域遮断特性により、加算器３の入力では波形
Ｂの実線の如く低域の遮断されたものとなる。そしてド
ロップアウトやノイズ等により波形ＢのＴ の期間破線
の如き信号が受信された場合、８点における符号反転は
当然検出不能となり識別器４の出力信号は誤ったものと
なる。式（１）の如きローパスフィルターを介して誤り
が帰還されることにより、加算器３の出力における誤差
電圧Ｖ。は波形Ｃの如となる。このようにＴ の期間に
誤差電圧Ｖ。は、 Ｖ＝１−ｅ−ｔｈパ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（３）で増加する。なおｔはａ時
点からの経過時間であり、Ｔはローパスフィルター１１
の時定数である。
ながら述べる。波形Ａの実線の如き信号が電磁変換系や
受信側の低域遮断特性により、加算器３の入力では波形
Ｂの実線の如く低域の遮断されたものとなる。そしてド
ロップアウトやノイズ等により波形ＢのＴ の期間破線
の如き信号が受信された場合、８点における符号反転は
当然検出不能となり識別器４の出力信号は誤ったものと
なる。式（１）の如きローパスフィルターを介して誤り
が帰還されることにより、加算器３の出力における誤差
電圧Ｖ。は波形Ｃの如となる。このようにＴ の期間に
誤差電圧Ｖ。は、 Ｖ＝１−ｅ−ｔｈパ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（３）で増加する。なおｔはａ時
点からの経過時間であり、Ｔはローパスフィルター１１
の時定数である。
従ってｂ点においてドロップアウト又はノイズによる入
力信号への影響が無くなっても識別器４の入力には誤差
電圧■。は −Ｔ ／Ｔ Ｖ＝１−ｅ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（４）であり、識別器４の出力信号
は誤ったままとなる。
力信号への影響が無くなっても識別器４の入力には誤差
電圧■。は −Ｔ ／Ｔ Ｖ＝１−ｅ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（４）であり、識別器４の出力信号
は誤ったままとなる。
そしてさらに誤りの帰還により識別器４０入力での誤差
は増加し、次の符号反転時点Ｃまで誤りは伝搬される。
は増加し、次の符号反転時点Ｃまで誤りは伝搬される。
次にＣ時点以降波形Ａの実線の如く原信号の符号反転が
しばらく無い場合には識別器４の入力における誤差電圧
Ｖ。は、Ｃ時点からの経過時間をｔ′とすると 一丁。／Ｔ Ｖ ＝（１−ｅ ）−ｅ−”” −＝（５）
現せ、波形Ｃの如く減少する。ところが波形Ａの一点鎖
線の如く時点Ｃの近くに次の符号反転が有る場合、式（
６）から明らかなように誤差電圧Ｖ。が大きく残ってお
り、識別器４の入力波形は波形りの一点鎖線の如くとな
り識別誤りが発生する。以上の如く量子化帰還による直
流再生をする方法では、一つの符号反転の識別ができな
かったときに次の符号反転時点まで識別誤りが連続する
のみならず、識別誤りの期間が比較的長い場合には誤り
の帰還により次の符号反転時点以後での識別誤シをも招
く確率が高いという問題があった。
しばらく無い場合には識別器４の入力における誤差電圧
Ｖ。は、Ｃ時点からの経過時間をｔ′とすると 一丁。／Ｔ Ｖ ＝（１−ｅ ）−ｅ−”” −＝（５）
現せ、波形Ｃの如く減少する。ところが波形Ａの一点鎖
線の如く時点Ｃの近くに次の符号反転が有る場合、式（
６）から明らかなように誤差電圧Ｖ。が大きく残ってお
り、識別器４の入力波形は波形りの一点鎖線の如くとな
り識別誤りが発生する。以上の如く量子化帰還による直
流再生をする方法では、一つの符号反転の識別ができな
かったときに次の符号反転時点まで識別誤りが連続する
のみならず、識別誤りの期間が比較的長い場合には誤り
の帰還により次の符号反転時点以後での識別誤シをも招
く確率が高いという問題があった。
そこで本発明は識別誤りが次の符号反転以後に伝搬する
のを抑圧し、識別誤りの発生を低減した量子化帰還形積
分検出回路を提供するものであ本問題点を解決するため
の手段 本発明は、一次のローパスフィルターで構成シた帰還フ
ィルター手段と、帰還フィルター手段を介して帰還され
る識別後の信号と低域遮断された入力信号とを加算する
加算手段と、加算手段出力信号が一定電圧範囲を超えた
場合に尖頭値クランプするセルフクランプで帰還フィル
ター手段と同一の時定数を有するクランプ手段と、クラ
ンプ手段出力信号を基準電圧と比較して１・刃を識別す
る識別手段とを備える構成としたものである。
のを抑圧し、識別誤りの発生を低減した量子化帰還形積
分検出回路を提供するものであ本問題点を解決するため
の手段 本発明は、一次のローパスフィルターで構成シた帰還フ
ィルター手段と、帰還フィルター手段を介して帰還され
る識別後の信号と低域遮断された入力信号とを加算する
加算手段と、加算手段出力信号が一定電圧範囲を超えた
場合に尖頭値クランプするセルフクランプで帰還フィル
ター手段と同一の時定数を有するクランプ手段と、クラ
ンプ手段出力信号を基準電圧と比較して１・刃を識別す
る識別手段とを備える構成としたものである。
作 用
本発明によれば、誤った識別信号の帰還により加算手段
出力信号中の誤差量が一定値を超えている場合、次の符
号反転時に尖頭値クランプされることにより、その後へ
の誤りの伝搬が軽減される。
出力信号中の誤差量が一定値を超えている場合、次の符
号反転時に尖頭値クランプされることにより、その後へ
の誤りの伝搬が軽減される。
この点について以下詳細に述べるが、本発明の作用にあ
まり影響のない高域での遮断特性は無視し、説明を単純
にする。
まり影響のない高域での遮断特性は無視し、説明を単純
にする。
識別誤りの期間をＴ。、帰還フィルター手段の時定数を
Ｔ、次の符号反転時点からの経過時間をｔ′とし、識別
誤りは次の符号反転時まで続いているものとすると、次
の符号反転後における加算手段出力信号電圧ｖａは −Ｔ／Ｔ −ｔ・／Ｔ Ｖ ＝Ｅ−）−２Ｅａ（１−ｅ ” ）＠＠・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（６）となる。なお
Ｅは識別誤りの無い場合の加算手段出力信号電圧である
。次に、クランプ手段によシ加算手段出力信号ｖａは一
定範囲±ｖｂを超えないように尖頭値クランプされる。
Ｔ、次の符号反転時点からの経過時間をｔ′とし、識別
誤りは次の符号反転時まで続いているものとすると、次
の符号反転後における加算手段出力信号電圧ｖａは −Ｔ／Ｔ −ｔ・／Ｔ Ｖ ＝Ｅ−）−２Ｅａ（１−ｅ ” ）＠＠・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（６）となる。なお
Ｅは識別誤りの無い場合の加算手段出力信号電圧である
。次に、クランプ手段によシ加算手段出力信号ｖａは一
定範囲±ｖｂを超えないように尖頭値クランプされる。
ここでクラフグ回路の時定数は帰還フィルターの時定数
と同一であるので、符号反転後の最大絶対値をｖａｍａ
！ とすると識別手段の入力電圧ｖ０は次の如くとなる
。
と同一であるので、符号反転後の最大絶対値をｖａｍａ
！ とすると識別手段の入力電圧ｖ０は次の如くとなる
。
尖頭値クランプが動作しないとき （ｖａｍａ工≦ｖｂ
）ｖ ＝ｖ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・け）ａ 尖頭値クランプ動作時（ｖａｍａ工〉ｖｂ）−ｔ’／Ｔ ＶＣ＝ｖａ−（ｖａｍａニー■ｂ）・ｅ ’・
・・・・・・−＠】従って１Ｖｂｌ＝ｌＥｌであれば、
式（８）は式（６）より次のようになる。
）ｖ ＝ｖ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・け）ａ 尖頭値クランプ動作時（ｖａｍａ工〉ｖｂ）−ｔ’／Ｔ ＶＣ＝ｖａ−（ｖａｍａニー■ｂ）・ｅ ’・
・・・・・・−＠】従って１Ｖｂｌ＝ｌＥｌであれば、
式（８）は式（６）より次のようになる。
弐幹）より明らかなように１Ｖｂｌ＝ＩＥｌであれば、
識別誤りによる誤差は次の符号反転で全て打ち消される
。以上ノイズを無視して説明したが、１Ｖｂ Ｉ ＝
ｌ Ｅｌとすることによりノイズによる識別誤りの増加
を招くことになり、実際には１ＶｂｌはｌＥｂ！＞−ら
２１Ｅ１の範囲に設定することになる。この場合、式（
６） ＋ （７）。
識別誤りによる誤差は次の符号反転で全て打ち消される
。以上ノイズを無視して説明したが、１Ｖｂ Ｉ ＝
ｌ Ｅｌとすることによりノイズによる識別誤りの増加
を招くことになり、実際には１ＶｂｌはｌＥｂ！＞−ら
２１Ｅ１の範囲に設定することになる。この場合、式（
６） ＋ （７）。
（８）より明らかなように、誤り伝搬による誤差〔式（
６）の第２項で示される成分。〕が１ＶｂｌからＩＥＩ
を引いた値を超えた部分について打ち消されるμ上の如
く１と本発明の構成によれば識別誤りによる、次の符号
反転以後に対する誤りの伝搬は軽減される。
６）の第２項で示される成分。〕が１ＶｂｌからＩＥＩ
を引いた値を超えた部分について打ち消されるμ上の如
く１と本発明の構成によれば識別誤りによる、次の符号
反転以後に対する誤りの伝搬は軽減される。
実施例
以下本発明の第１の実施例の構成について第１図ととも
に述べる。本実施例は一次のローパスフィルターである
帰還フィルター１４と、帰還フィルター１４を介して帰
還される識別器１３の出力信号と低域遮断された入力信
号とを加算する加算器１１と、加算器１１の出力信号を
一定電圧範囲内となるように尖頭値クランプする帰還フ
ィルター１４と同一の時定数を有するクランプ器１２と
、クランプ器１２の出力信号を基準電圧と比較して１・
零を識別する識別器１３とで構成している。
に述べる。本実施例は一次のローパスフィルターである
帰還フィルター１４と、帰還フィルター１４を介して帰
還される識別器１３の出力信号と低域遮断された入力信
号とを加算する加算器１１と、加算器１１の出力信号を
一定電圧範囲内となるように尖頭値クランプする帰還フ
ィルター１４と同一の時定数を有するクランプ器１２と
、クランプ器１２の出力信号を基準電圧と比較して１・
零を識別する識別器１３とで構成している。
さらに本実施例ではクランプ器１２の構成を、並列接続
した抵抗Ｒ２とコンデンサー０２との一端を入力端子と
し、残る一端を出力端子とするとともに２つの互いに逆
極性のダイオードＤ１．Ｄ２と接続し、ダイオードＤＩ
、Ｄ２のそれぞれの残る一端を接地した形にしたもので
あり、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の積を帰還フィルター
１４の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との積に等しくしたも
のである。
した抵抗Ｒ２とコンデンサー０２との一端を入力端子と
し、残る一端を出力端子とするとともに２つの互いに逆
極性のダイオードＤ１．Ｄ２と接続し、ダイオードＤＩ
、Ｄ２のそれぞれの残る一端を接地した形にしたもので
あり、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の積を帰還フィルター
１４の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との積に等しくしたも
のである。
以上本実施例の構成について述べたが以下本実施例の動
作について第２図の波形を参考にしながら述べる。
作について第２図の波形を参考にしながら述べる。
なお同図Ｆ−，＝Ｈは第１図のＦ−Ｈ点の波形を示して
いる。波形Ｅの如き原信号の低域遮断された波形Ｆの如
き信号が入力されたものとし、波形ＦのＴｎの期間ドロ
ップアウト又はノイズの重畳により破線の如き本来得ら
れるべき信号波形が得られず実線の如くであったとする
。このような信号が入力された時、発明の作用で述べた
ようにａ時点での符号反転は検出できず、Ｔｏの期間誤
りが伝搬し続け、次の符号反転時Ｃの直後における加算
器１１の出力信号は波形Ｇの破線の如くであり、式（６
）の如き電圧である。一方クランプ器１２では入力電圧
がダイオードＤ１の順方向電圧ｖＤ１（以後単にＶＤｚ
と称す）を超えるとダイオードＤ１が導通し出力電圧ｖ
Ｄ１に制限され、最大入力電圧とｖＤｌとの差はコンデ
ンサＣ２に充電される。
いる。波形Ｅの如き原信号の低域遮断された波形Ｆの如
き信号が入力されたものとし、波形ＦのＴｎの期間ドロ
ップアウト又はノイズの重畳により破線の如き本来得ら
れるべき信号波形が得られず実線の如くであったとする
。このような信号が入力された時、発明の作用で述べた
ようにａ時点での符号反転は検出できず、Ｔｏの期間誤
りが伝搬し続け、次の符号反転時Ｃの直後における加算
器１１の出力信号は波形Ｇの破線の如くであり、式（６
）の如き電圧である。一方クランプ器１２では入力電圧
がダイオードＤ１の順方向電圧ｖＤ１（以後単にＶＤｚ
と称す）を超えるとダイオードＤ１が導通し出力電圧ｖ
Ｄ１に制限され、最大入力電圧とｖＤｌとの差はコンデ
ンサＣ２に充電される。
つまり入力信号がｖＤｌに尖頭値クランプされたことに
なる。従ってクランプ器１２の出力信号は波形Ｇの実線
の如く、誤り伝搬による誤差の一部が打ち消されたもの
となシ、波形Ｈの如く、Ｃ時点の符号反転以後の符号誤
シが無くなる。つまりクランプ器１２のない従来の量子
化帰還形の積分検出回路においては、波形Ｇの破線に示
す如き信号が識別器の入力となシ、波形Ｈの破線の如く
時点ｅまで期間Ｔｎの識別誤りが伝搬していたものが、
本実施例においては次の符号及時点を超えて誤りが伝搬
しにくくなる。
なる。従ってクランプ器１２の出力信号は波形Ｇの実線
の如く、誤り伝搬による誤差の一部が打ち消されたもの
となシ、波形Ｈの如く、Ｃ時点の符号反転以後の符号誤
シが無くなる。つまりクランプ器１２のない従来の量子
化帰還形の積分検出回路においては、波形Ｇの破線に示
す如き信号が識別器の入力となシ、波形Ｈの破線の如く
時点ｅまで期間Ｔｎの識別誤りが伝搬していたものが、
本実施例においては次の符号及時点を超えて誤りが伝搬
しにくくなる。
以上本実施例の作用についてノイズを無視して述べたが
ノイズのある場合はクランプ電位がノイズの影響を受け
ることになる。従って実際には期間Ｔｎの識別誤りが次
の符号反転以後へまったく伝搬しないのではなく、伝搬
する確率が非常に少なくなると言える。又ノイズの性質
によってはダイオードＤＩ、Ｄ２に直列に抵抗を入れて
、ノイズによるクランプの誤差を少なくする方法も考え
られる。又１本実施例はダイオードＤＩ、Ｄ２へ与える
電圧を直接零電位としたが、温度損償を行なった電圧や
識別器１３の反転出力を与える構成も可能である。
ノイズのある場合はクランプ電位がノイズの影響を受け
ることになる。従って実際には期間Ｔｎの識別誤りが次
の符号反転以後へまったく伝搬しないのではなく、伝搬
する確率が非常に少なくなると言える。又ノイズの性質
によってはダイオードＤＩ、Ｄ２に直列に抵抗を入れて
、ノイズによるクランプの誤差を少なくする方法も考え
られる。又１本実施例はダイオードＤＩ、Ｄ２へ与える
電圧を直接零電位としたが、温度損償を行なった電圧や
識別器１３の反転出力を与える構成も可能である。
以上の如く本実施例によれば簡単な回路構成のクランプ
器の追加により従来の量子化帰還の欠点である誤り伝搬
を軽減できるという効果がある。
器の追加により従来の量子化帰還の欠点である誤り伝搬
を軽減できるという効果がある。
次に本発明の第２の実施例について第３図とともに説明
する。第３図において、チーブ２０よりヘッド２１を介
して再生された信号は等化増幅器２２で高域の等化を行
なうとともに増幅され、積分器２３に加えられる。積分
器２２はヘッド２１の微分効果を打ち消すためのもので
あり、ここまでの構成は従来の積分検出回路とまったく
同一の構成である。なお従来はこの後、低域遮断のため
のプリフィルターを通シ、帰還フィルターを介して帰還
された信号と加算器で加算して識別器に加えていた。
する。第３図において、チーブ２０よりヘッド２１を介
して再生された信号は等化増幅器２２で高域の等化を行
なうとともに増幅され、積分器２３に加えられる。積分
器２２はヘッド２１の微分効果を打ち消すためのもので
あり、ここまでの構成は従来の積分検出回路とまったく
同一の構成である。なお従来はこの後、低域遮断のため
のプリフィルターを通シ、帰還フィルターを介して帰還
された信号と加算器で加算して識別器に加えていた。
本実施例はクランプ器・加算器・帰還フィルター及び量
子帰還形積分検出回路のプリフィルターを、直列接続し
たコンデンサー０１と抵抗Ｒ１との接続点を出力端子と
し、コンデンサーＣ１の残る一端を入力端子とし、抵抗
Ｒ１の残る一端を帰還入力端子とし、出力端子に互いに
極性の異なる２つのダイオードＤＩ、Ｄ２を接続し、２
つのダイオードＤＩ、Ｄ２のそれぞれの残る一端にそれ
ぞれ一定電圧を与える構成とすることにより複合的に構
成したものであり、２つのダイオードＤ１゜Ｄ２に与え
る電圧は同電圧としている。なお、識別器２４は電圧比
較器２６と可変抵抗ＶＲとバッフ１−アンプ２６で構成
しており、バッファーアンプ２６と可変抵抗ＶＲは識別
値決定するための基準電圧を発生している。又電圧比較
器２６のピーク出力電圧±ＥはダイオードＤＩ、Ｄ２の
順方向電圧ＶＤ１．ＶＤ２の半分にしている。
子帰還形積分検出回路のプリフィルターを、直列接続し
たコンデンサー０１と抵抗Ｒ１との接続点を出力端子と
し、コンデンサーＣ１の残る一端を入力端子とし、抵抗
Ｒ１の残る一端を帰還入力端子とし、出力端子に互いに
極性の異なる２つのダイオードＤＩ、Ｄ２を接続し、２
つのダイオードＤＩ、Ｄ２のそれぞれの残る一端にそれ
ぞれ一定電圧を与える構成とすることにより複合的に構
成したものであり、２つのダイオードＤ１゜Ｄ２に与え
る電圧は同電圧としている。なお、識別器２４は電圧比
較器２６と可変抵抗ＶＲとバッフ１−アンプ２６で構成
しており、バッファーアンプ２６と可変抵抗ＶＲは識別
値決定するための基準電圧を発生している。又電圧比較
器２６のピーク出力電圧±ＥはダイオードＤＩ、Ｄ２の
順方向電圧ＶＤ１．ＶＤ２の半分にしている。
以上本実施例の構成について述べたが、以下その動作に
ついて述べる。積分器２３までは先述の如〈従来と同一
であり、積分器出力における周波数特性は平坦である。
ついて述べる。積分器２３までは先述の如〈従来と同一
であり、積分器出力における周波数特性は平坦である。
ダイオードＤＩ、Ｄ２が非導通のとき、積分器２３の出
力から識別器２４への伝達関数Ｇｈ（ｇ）は次の如くで
ある（Ｔは抵抗Ｒ１とコンデンサー０１の積とする。）
。
力から識別器２４への伝達関数Ｇｈ（ｇ）は次の如くで
ある（Ｔは抵抗Ｒ１とコンデンサー０１の積とする。）
。
Ｇ ｈ（ｓ） ＝ Ｒ１／ （Ｒ１＋ １ ／Ｓ Ｃ１
）＝１／（１＋ＳＴ） ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（１０）これは第１の実施例においては量
子化帰還形積分検出回路へ信号が入力される前に低域を
遮断するプリフィルターに相当する。又識別器２３の出
力から識別器２３０入力への伝達関数Ｇｌ（ｓ）は次の
如くである。
）＝１／（１＋ＳＴ） ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（１０）これは第１の実施例においては量
子化帰還形積分検出回路へ信号が入力される前に低域を
遮断するプリフィルターに相当する。又識別器２３の出
力から識別器２３０入力への伝達関数Ｇｌ（ｓ）は次の
如くである。
Ｇｌ（ｓ）＝ （１／ＳＣ１）／（Ｒ１＋１／ＳＣ１）
＝１／（１＋ＳＴ） ・・団・・・・・・・・・・・
・・（１１）これは第１の実施例における帰還フィルタ
ーそのものである。又ここでダイオードＤＩ、Ｄ２の動
作によってクランプが行なわれるときはコンデンサーＣ
１に充電されると考えることができ、その放電はＲ１を
介して行なわれると考えられる。よって時定数Ｔはクラ
ンプの時定数でもあり、第１の実施例のクランプ器その
ものの動作をする。従って動作としては第１の実施例と
同一となる。以上の如く、本実施例によれば、クランプ
器・加算器・帰還フィ゛ルター・プリフィルターを複合
的に構成した簡単な回路構成で、量子化帰還の欠点であ
った誤りの伝搬を軽減することが可能となるという効果
がある。
＝１／（１＋ＳＴ） ・・団・・・・・・・・・・・
・・（１１）これは第１の実施例における帰還フィルタ
ーそのものである。又ここでダイオードＤＩ、Ｄ２の動
作によってクランプが行なわれるときはコンデンサーＣ
１に充電されると考えることができ、その放電はＲ１を
介して行なわれると考えられる。よって時定数Ｔはクラ
ンプの時定数でもあり、第１の実施例のクランプ器その
ものの動作をする。従って動作としては第１の実施例と
同一となる。以上の如く、本実施例によれば、クランプ
器・加算器・帰還フィ゛ルター・プリフィルターを複合
的に構成した簡単な回路構成で、量子化帰還の欠点であ
った誤りの伝搬を軽減することが可能となるという効果
がある。
発明の効果
本発明によれば簡単なりランプ手段の追加により、識別
誤りが次の符号反転以後に伝搬するのを抑圧し、識別誤
りの発生を低減した量子化帰還形状分検出回路が容易に
実現できるという効果がある。
誤りが次の符号反転以後に伝搬するのを抑圧し、識別誤
りの発生を低減した量子化帰還形状分検出回路が容易に
実現できるという効果がある。
第１図は本発明の第１の実施例の回路図、第２図は第１
の実施例の説明のための波形図、第３図は本発明の第２
の実施例の回路図、第４図は従来例の説明のためのブロ
ック図、第６図は従来例の説明のための波形図である。 １１・・・・・・加算器、１２・・・・・・フラング器
、１３・・・・・・識別器、１４・・・・・・帰還フィ
ルター。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 ｇｃ４図 第５図
の実施例の説明のための波形図、第３図は本発明の第２
の実施例の回路図、第４図は従来例の説明のためのブロ
ック図、第６図は従来例の説明のための波形図である。 １１・・・・・・加算器、１２・・・・・・フラング器
、１３・・・・・・識別器、１４・・・・・・帰還フィ
ルター。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 ｇｃ４図 第５図
Claims (3)
- （１）一次のローパスフィルターで構成した帰還フィル
ター手段と、この帰還フィルター手段を介して帰還され
る識別後の信号と低域遮断された入力信号とを加算する
加算手段と、この加算手段の出力信号が一定範囲を超え
た場合に尖頭値クランプするセルフクランプで前記帰還
フィルター手段と同一の時定数を有するクランプ手段と
、このクランプ手段の出力信号を基準電圧と比較して１
・零を識別する識別手段を備えることを特徴とする量子
化帰還形積分検出回路。 - （２）クランプ手段が、並列接続した抵抗とコンデンサ
ーとの一端を入力端子とし、残る一端を出力端子とする
とともに２つの互いに逆極性のダイオードとを接続し、
ダイオードのそれぞれの残る一端に一定電圧を加える構
成としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
の量子化帰還形積分検出回路。 - （３）クランプ手段・加算手段・帰還フィルター手段及
び量子化帰還形積分検出回路のプリフィルターを、直列
接続したコンデンサーと抵抗との接続点を出力端子とし
、コンデンサーの残る一端を入力端子とし、抵抗の残る
一端を帰還信号入力端子とし、出力端子に互いに極性の
異なる２つのダイオードを接続し、２つのダイオードの
それぞれの残る一端にそれぞれ一定電圧を与える構成と
することにより複合的に構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項に記載の量子化帰還形積分検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61160024A JPS6315549A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61160024A JPS6315549A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6315549A true JPS6315549A (ja) | 1988-01-22 |
Family
ID=15706314
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61160024A Pending JPS6315549A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 量子化帰還形積分検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6315549A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6486704A (en) * | 1987-09-29 | 1989-03-31 | Toshiba Corp | Electronic load circuit |
| JPH0758783A (ja) * | 1993-01-21 | 1995-03-03 | Gennum Corp | 直列伝送二値信号の直流分再生方法および装置 |
-
1986
- 1986-07-08 JP JP61160024A patent/JPS6315549A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6486704A (en) * | 1987-09-29 | 1989-03-31 | Toshiba Corp | Electronic load circuit |
| JPH0758783A (ja) * | 1993-01-21 | 1995-03-03 | Gennum Corp | 直列伝送二値信号の直流分再生方法および装置 |
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