JPS6315832B2 - - Google Patents
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- JPS6315832B2 JPS6315832B2 JP55028557A JP2855780A JPS6315832B2 JP S6315832 B2 JPS6315832 B2 JP S6315832B2 JP 55028557 A JP55028557 A JP 55028557A JP 2855780 A JP2855780 A JP 2855780A JP S6315832 B2 JPS6315832 B2 JP S6315832B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using AC to AC converters without intermediate conversion to DC
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/084—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system
- H02M1/0845—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system digitally controlled (or with digital control)
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/273—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency with digital control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直接AC／AC変換器、すなわち、交流
電流出力がいかなる中間的直流電流段階をも経る
ことなしに交流入力電流から直接得られ、入力に
おける多相ACシステムの周波数、振幅、力率な
どの特性に対して対応する出力特性を変更するこ
とができる変換器に関する。
電流出力がいかなる中間的直流電流段階をも経る
ことなしに交流入力電流から直接得られ、入力に
おける多相ACシステムの周波数、振幅、力率な
どの特性に対して対応する出力特性を変更するこ
とができる変換器に関する。
数多くの応用において、すぐに利用できる電源
とは異なる特性を持つ電源が必要とされることが
ある。例えば、供給電源の周波数と電圧を制御す
ることによつて誘導電動機の速度制御を行なうた
めとか、ジエツト機のタービンに結合された主同
期発電機によつて発生する電圧の周波数を減らし
たり、安定化したりするためとかにである。特
に、周波数変換という効果は、電動機や変圧器等
のすべての電気機器に対して有用である。すなわ
ち、そのような場合、供給送電に適した周波数よ
りも高い周波数の方が、小型で安価な構造を可能
にする。
とは異なる特性を持つ電源が必要とされることが
ある。例えば、供給電源の周波数と電圧を制御す
ることによつて誘導電動機の速度制御を行なうた
めとか、ジエツト機のタービンに結合された主同
期発電機によつて発生する電圧の周波数を減らし
たり、安定化したりするためとかにである。特
に、周波数変換という効果は、電動機や変圧器等
のすべての電気機器に対して有用である。すなわ
ち、そのような場合、供給送電に適した周波数よ
りも高い周波数の方が、小型で安価な構造を可能
にする。
電圧と周波数を変更することに加えて、変換器
を通過するエネルギーの位相角を変更できるこ
と、そしてこれをリアクタンス素子を用いないで
行なうことが望ましい。
を通過するエネルギーの位相角を変更できるこ
と、そしてこれをリアクタンス素子を用いないで
行なうことが望ましい。
従つて、AC変換器の望ましい特長は次のよう
にまとめられる。
にまとめられる。
(1) 出力の振幅と周波数を制御できること。
(2) 入出力波形は本質的に正弦波であること。あ
るいは、少なくともそれの望ましからざる調波
成分が基本波から十分分離されて明確により高
い周波数をもつているような波形であつて、分
数調波が全くないこと。
るいは、少なくともそれの望ましからざる調波
成分が基本波から十分分離されて明確により高
い周波数をもつているような波形であつて、分
数調波が全くないこと。
(3) 電力の両方向性の流れを許容すること（例え
ば、電動機の回生制動のために）。
ば、電動機の回生制動のために）。
(4) リアクテイブ素子が存在しないこと。実際、
半導体技術の絶えざる進歩は固体スイツチのコ
ストと大きさの低減によつてその動作を大幅に
改善するであろうことは予測されるが、リアク
テイブ素子に対しては同様な進歩は期待でき
ず、従つてそれは変換器の技術的進歩の障害と
なる要素を常に構成するであろう。
半導体技術の絶えざる進歩は固体スイツチのコ
ストと大きさの低減によつてその動作を大幅に
改善するであろうことは予測されるが、リアク
テイブ素子に対しては同様な進歩は期待でき
ず、従つてそれは変換器の技術的進歩の障害と
なる要素を常に構成するであろう。
(5) 変換器群を通して負荷に吸収されるエネルギ
ーの位相角を制御できること。
ーの位相角を制御できること。
各種の型のAC変換器が既に提案されているが、
いろいろの理由から上述の５つの特長をすべてを
備えているものはない。現存の変換器は原理的に
AC／DC／AC変換器と直接変換器に分類できる。
いろいろの理由から上述の５つの特長をすべてを
備えているものはない。現存の変換器は原理的に
AC／DC／AC変換器と直接変換器に分類できる。
AC／DC／AC変換器は２つの段階を含んでい
る。第１の段階で、入力は直流の電流あるいは電
圧へ変換され、次にこの電流あるいは電圧が第２
の段階へと送られ、そこで所望の周波数の交流出
力を発生することによつて変換される。各種の型
のAC／DC／AC変換器の詳細な分析を行なうこ
とはしないが、それらは一般的に出力波形が良く
ないこと、フイルタが必要なこと、一方向性であ
ること、非常に多数の半導体が必要なこと、また
入力の波形あるいは出力インピーダンスに関して
制限がある等の欠点があり、使用に際して動作や
用途に制約がある。
る。第１の段階で、入力は直流の電流あるいは電
圧へ変換され、次にこの電流あるいは電圧が第２
の段階へと送られ、そこで所望の周波数の交流出
力を発生することによつて変換される。各種の型
のAC／DC／AC変換器の詳細な分析を行なうこ
とはしないが、それらは一般的に出力波形が良く
ないこと、フイルタが必要なこと、一方向性であ
ること、非常に多数の半導体が必要なこと、また
入力の波形あるいは出力インピーダンスに関して
制限がある等の欠点があり、使用に際して動作や
用途に制約がある。
これに対して、直接変換器はいかなる中間的な
直流段階も経ることなしに交流入力から交流出力
を直接的に合成する。この型の既知の変換器で最
もすぐれたものとしては次の３つがある。その１
つはサイクロコンバータで、これは各出力が本質
的にAC／DC変換器を構成している。そして、最
近ウエスチングハウス社より提案されたUFC
（Unrestricted Frequency Changer、無制限周
波数変換機）とSFC（Slow Frequency
Changer、低周波数変換機）と称される２つの変
換器がある。
直流段階も経ることなしに交流入力から交流出力
を直接的に合成する。この型の既知の変換器で最
もすぐれたものとしては次の３つがある。その１
つはサイクロコンバータで、これは各出力が本質
的にAC／DC変換器を構成している。そして、最
近ウエスチングハウス社より提案されたUFC
（Unrestricted Frequency Changer、無制限周
波数変換機）とSFC（Slow Frequency
Changer、低周波数変換機）と称される２つの変
換器がある。
特に後者の２つの変換器は、あらかじめ説定さ
れたプログラムと機能に従つて閉じられるように
なつたスイツチのマトリツクスによつて出力周波
数の「構成」を与えている。これらの変換器は出
力におけると同様入力における調波に関してもす
ぐれているが、負荷あるいは出力電圧における位
相のずれ制御ができないし、出力における調波成
分を減らすために多数の入力位相数を必要とす
る。
れたプログラムと機能に従つて閉じられるように
なつたスイツチのマトリツクスによつて出力周波
数の「構成」を与えている。これらの変換器は出
力におけると同様入力における調波に関してもす
ぐれているが、負荷あるいは出力電圧における位
相のずれ制御ができないし、出力における調波成
分を減らすために多数の入力位相数を必要とす
る。
従つて、本発明の目的は、改良された直接AC
変換器であつて、それの入力電流及び出力電圧に
おける望ましくない調波成分波形が高周波数へ容
易にシフトできる、また両方向性動作を可能に
し、出力における周波数、振幅、位相角の制御を
可能にする変換器を提供することである。
変換器であつて、それの入力電流及び出力電圧に
おける望ましくない調波成分波形が高周波数へ容
易にシフトできる、また両方向性動作を可能に
し、出力における周波数、振幅、位相角の制御を
可能にする変換器を提供することである。
本発明によれば、平衡多相AC入力電圧システ
ム用の入力導体と、周波数、振幅、位相角あるい
は位相ずれのような特性の少なくとも１つがAC
入力電圧システムのそれと異なつているような
AC出力電圧システム用の出力導体と、各入力導
体と各出力導体を個々に接続している複数個の両
方向性スイツチとを含む直接AC変換器であつて、
上記AC入力電圧システムの相数と同数のパルス
からなる互に隣接した幅変調パルスのくりかえし
系列を作り出すタイミング手段を有する制御装置
を備えており、該制御装置は、上記パルスによつ
て上記スイツチが上記AC入力電圧システムの各
相を順番に上記AC出力電圧システムの各相に接
続するように閉じ、また任意の瞬間においては出
力導体の任意の１個に接続された上記スイツチの
１個だけが閉じられるように、上記スイツチに接
続されていることを特徴とする直接AC変換器が
与えられる。
ム用の入力導体と、周波数、振幅、位相角あるい
は位相ずれのような特性の少なくとも１つがAC
入力電圧システムのそれと異なつているような
AC出力電圧システム用の出力導体と、各入力導
体と各出力導体を個々に接続している複数個の両
方向性スイツチとを含む直接AC変換器であつて、
上記AC入力電圧システムの相数と同数のパルス
からなる互に隣接した幅変調パルスのくりかえし
系列を作り出すタイミング手段を有する制御装置
を備えており、該制御装置は、上記パルスによつ
て上記スイツチが上記AC入力電圧システムの各
相を順番に上記AC出力電圧システムの各相に接
続するように閉じ、また任意の瞬間においては出
力導体の任意の１個に接続された上記スイツチの
１個だけが閉じられるように、上記スイツチに接
続されていることを特徴とする直接AC変換器が
与えられる。
出力電圧システムは１相でも多相でもよい。幅
変調パルスの系列は、変調周波数の正弦波の等間
隔位相によつて変調された場合には、入力電圧シ
ステムの周波数とは変調周波数分異なる出力電圧
システムの周波数を与える。好ましくは、幅変調
パルスの系列は１秒間に1000ないし100000回の割
合でくりかえし、パルス系列によるスイツチの動
作によつて発生する高周波数成分を吸収するため
に出力導体中にフイルタが設けられる。
変調パルスの系列は、変調周波数の正弦波の等間
隔位相によつて変調された場合には、入力電圧シ
ステムの周波数とは変調周波数分異なる出力電圧
システムの周波数を与える。好ましくは、幅変調
パルスの系列は１秒間に1000ないし100000回の割
合でくりかえし、パルス系列によるスイツチの動
作によつて発生する高周波数成分を吸収するため
に出力導体中にフイルタが設けられる。
パルス系列はアナログあるいはデイジタル手段
によつて作成される。適当なアナログ手段の１例
は制御可能な単安定マルチバイブレータのリング
であつて、１つのマルチバイブレータのリセツト
によつてリング中の次のマルチバイブレータがト
リガされるように接続されており、変調発振の等
間隔位相が各々のマルチバイブレータのセツト時
間を制御するために供給されている。同じ原理で
動作するデジタル手段も、デジタル微分解析機技
術を用いることによつて、あるいは適当なプログ
ラムされたマイクロプロセツサを用いることによ
つて、同じ用途に用いることができる。
によつて作成される。適当なアナログ手段の１例
は制御可能な単安定マルチバイブレータのリング
であつて、１つのマルチバイブレータのリセツト
によつてリング中の次のマルチバイブレータがト
リガされるように接続されており、変調発振の等
間隔位相が各々のマルチバイブレータのセツト時
間を制御するために供給されている。同じ原理で
動作するデジタル手段も、デジタル微分解析機技
術を用いることによつて、あるいは適当なプログ
ラムされたマイクロプロセツサを用いることによ
つて、同じ用途に用いることができる。
本発明による変換器は明らかな負の周波数の出
力電圧を作り出すように構成でき、すなわちその
出力電圧がリアクテイブ負荷に印加されるとき出
力導体中での電流と電圧間の位相ずれとは逆の位
相ずれが入力導体中に作られる。変換器はまた、
もし系列中のパルスが異なる周波数の２つの正弦
波発振の異なる位相の組合せ（独立に使用される
場合には大きさは等しくみえるが正と負の周波数
の出力電圧を生じる）によつて幅変調されていれ
ば、入力電源の力率制御が行なえるように使用す
ることができる。そのような変換器において出力
周波数と入力周波数の大きさが等しくまた入力と
出力の相数が同じなら、出力導体は入力導体に無
効電力発生器を形成するよう接続できる。このよ
うにして、出力電力により供給されるリアクテイ
ブ負荷が純粋な抵抗性負荷として入力電力に現わ
れるようにすることができる。そのような配置が
ある時点でスイツチによる供給電力の短絡回路を
作つてしまう場合には、適当なインダクタンスを
電力供給導体に接続して、さもないとスイツチを
通つて流れるはずの大電流を作り出すことが好ま
しい。
力電圧を作り出すように構成でき、すなわちその
出力電圧がリアクテイブ負荷に印加されるとき出
力導体中での電流と電圧間の位相ずれとは逆の位
相ずれが入力導体中に作られる。変換器はまた、
もし系列中のパルスが異なる周波数の２つの正弦
波発振の異なる位相の組合せ（独立に使用される
場合には大きさは等しくみえるが正と負の周波数
の出力電圧を生じる）によつて幅変調されていれ
ば、入力電源の力率制御が行なえるように使用す
ることができる。そのような変換器において出力
周波数と入力周波数の大きさが等しくまた入力と
出力の相数が同じなら、出力導体は入力導体に無
効電力発生器を形成するよう接続できる。このよ
うにして、出力電力により供給されるリアクテイ
ブ負荷が純粋な抵抗性負荷として入力電力に現わ
れるようにすることができる。そのような配置が
ある時点でスイツチによる供給電力の短絡回路を
作つてしまう場合には、適当なインダクタンスを
電力供給導体に接続して、さもないとスイツチを
通つて流れるはずの大電流を作り出すことが好ま
しい。
本発明による変換器の応用例の中には、電動機
へ供給される電源の周波数を変えることによつて
達成される誘導電動機の速度制御がある。もし必
要ならば、電動機の軸速度を表わすを変換器へ帰
還させて、駆動周波数と電動機速度との間のずれ
を測定することによつて、電動機の定速動作ある
いは定トルク動作を行なわせることができる。
へ供給される電源の周波数を変えることによつて
達成される誘導電動機の速度制御がある。もし必
要ならば、電動機の軸速度を表わすを変換器へ帰
還させて、駆動周波数と電動機速度との間のずれ
を測定することによつて、電動機の定速動作ある
いは定トルク動作を行なわせることができる。
本発明を完全に理解し、また容易に実施するこ
とができるようにするため、以下に図面を参照し
て説明する。
とができるようにするため、以下に図面を参照し
て説明する。
本発明による変換器の理論的基盤について、第
１図から第５図を参照しながら説明する。
１図から第５図を参照しながら説明する。
３相対３相のAC変換器は９個のスイツチを含
んでおり、それらは各入力ラインと各出力ライン
との間を接続するためのものである（第３図）。
この変換器における設計問題は次のように述べる
ことができる。
んでおり、それらは各入力ラインと各出力ライン
との間を接続するためのものである（第３図）。
この変換器における設計問題は次のように述べる
ことができる。
入力周波数2πωiなる入力正弦波電圧の組
と、出力周波数2πωpなる出力正弦波電流の組
とが与えられた時、問題は、既に述べた出力周波
数、入力周波数、振幅をそれぞれ満たし、合成出
力電圧Vo1，Vo2，Vo3と入力電流Ii1，Ii2，Ii3の
低周波数部分が正弦波になるように、スイツチン
グ時間S11，S12，……S33を決定することである。
簡単のため、１出力ラインのみの合成についてま
ず考えてみよう（第１Ａ図）。出力ラインは３つ
のスイツチS1，S2，S3によつて３つの入力に接続
されている。スイツチは連続的にかつ周期的に閉
じられる。ｋ番目のスイツチング系列において、
スイツチS1，S2，S3の閉じている時間をt1 k，t2 k，
t3 kとする。ここで、 t1 k＋t2 k＋t3 k＝Tseq＝１／fseq であり、Tseqは一定である（第１Ｂ図）。
数、入力周波数、振幅をそれぞれ満たし、合成出
力電圧Vo1，Vo2，Vo3と入力電流Ii1，Ii2，Ii3の
低周波数部分が正弦波になるように、スイツチン
グ時間S11，S12，……S33を決定することである。
簡単のため、１出力ラインのみの合成についてま
ず考えてみよう（第１Ａ図）。出力ラインは３つ
のスイツチS1，S2，S3によつて３つの入力に接続
されている。スイツチは連続的にかつ周期的に閉
じられる。ｋ番目のスイツチング系列において、
スイツチS1，S2，S3の閉じている時間をt1 k，t2 k，
t3 kとする。ここで、 t1 k＋t2 k＋t3 k＝Tseq＝１／fseq であり、Tseqは一定である（第１Ｂ図）。
この時間t1 k，t2 k，t3 kで変換器の動作が決まる。
出力電圧波形Voは不連続な関数で、３つの入
力電圧の部分をつなぎあわせたものになつてい
る。一般に、出力電圧のフーリエスペクトラムは
入力電圧、周波数及び変換器のスイツチング則に
依存する。しかし、出力フーリエスペクトラムの
低周波数部はωp≪2πfseqである限り、主に各系列
中での平均出力電圧に依存する。言換すれば、も
しfseq→∞であれば、時間Tseq中で同じ平均値を
持つすべての関数はそれがどのように合成された
かにかかわらず、同じスペクトラムを持つ。もし
正弦波を合成する時は、系列の平均出力値が正弦
波状に変化するようにスイツチング則を選ばねば
ならない。
力電圧の部分をつなぎあわせたものになつてい
る。一般に、出力電圧のフーリエスペクトラムは
入力電圧、周波数及び変換器のスイツチング則に
依存する。しかし、出力フーリエスペクトラムの
低周波数部はωp≪2πfseqである限り、主に各系列
中での平均出力電圧に依存する。言換すれば、も
しfseq→∞であれば、時間Tseq中で同じ平均値を
持つすべての関数はそれがどのように合成された
かにかかわらず、同じスペクトラムを持つ。もし
正弦波を合成する時は、系列の平均出力値が正弦
波状に変化するようにスイツチング則を選ばねば
ならない。
その場合、ωi，ωp≪22πfseqを仮定する。
上述の議論では、系列平均値のみを考慮した。
ｋ番目の系列では平均出力電圧は次で近似でき
る。
ｋ番目の系列では平均出力電圧は次で近似でき
る。
Vok av＝（V1t1 k＋V2t2 k＋V3t3 k）／Tseg …(3)
ここでV1，V2，V3はｋ番目の系列内の同時刻
に測つた入力ライン電圧であり、それぞれ時間
t1 k，t2 k，t3 kの間は一定であるとみなされる。
に測つた入力ライン電圧であり、それぞれ時間
t1 k，t2 k，t3 kの間は一定であるとみなされる。
式(3)中の出力系列平均Vok avは、入力電圧を表
わし、角速度ωiで回転し、スイツチング時間t1 k，
t2 k，t3 kで重みづけした３つのベクトルを加算す
ることによつて決定する（第２図）。
わし、角速度ωiで回転し、スイツチング時間t1 k，
t2 k，t3 kで重みづけした３つのベクトルを加算す
ることによつて決定する（第２図）。
もしすべてのｋに対して、例えばt1 k＝t2 k＝t3 k
ならば平均出力電圧は零となる。
ならば平均出力電圧は零となる。
もしすべてのｋに対して、例えばt1 k，t2 k，t3 k
がいずれも定数であれば、結果の出力ベクトルは
入力ベクトルに対して固定される。従つて、出力
電圧は入力周波数での正弦波となりそれの振幅と
位相はt1，t2，t3を変えることで調節できる。
がいずれも定数であれば、結果の出力ベクトルは
入力ベクトルに対して固定される。従つて、出力
電圧は入力周波数での正弦波となりそれの振幅と
位相はt1，t2，t3を変えることで調節できる。
最後に、もし
（ここでｑは定数、ωnは一定の角度変調周波数）
であれば、結果のベクトルVkは一定の振幅ｑ・
Viを持ち、ｋの増大と共に入力ベクトルに対して
角周波数ωnで回転する。従つて、出力電圧は、
振幅ｑ・Vi、角周波数ωp＝ωi＋ωnで特徴づけら
れる正弦波となる。
であれば、結果のベクトルVkは一定の振幅ｑ・
Viを持ち、ｋの増大と共に入力ベクトルに対して
角周波数ωnで回転する。従つて、出力電圧は、
振幅ｑ・Vi、角周波数ωp＝ωi＋ωnで特徴づけら
れる正弦波となる。
式(4)中のωnは正の値である必要はないことが
注意されるべきである。もしωn＝−ωiであれば、
この変換器はAC／DC変換器になる。もしωn＜
−ωi、ωp＜０であつても、ωpの正と負の値の間
に何ら差はない。何故ならば、両者は出力電圧に
おける正弦波変化を表わしているからである。従
つて、この変換器は２つの動作モードで同じ出力
周波数を合成することができ、 対称モード：ωn＞−ωi ωp＝ωi＋ωn 反対称モード：ωn＜−ωi ωp＝−（ωi＋ωn） 同じωpに対して２つのωnの可能な値を与える。
注意されるべきである。もしωn＝−ωiであれば、
この変換器はAC／DC変換器になる。もしωn＜
−ωi、ωp＜０であつても、ωpの正と負の値の間
に何ら差はない。何故ならば、両者は出力電圧に
おける正弦波変化を表わしているからである。従
つて、この変換器は２つの動作モードで同じ出力
周波数を合成することができ、 対称モード：ωn＞−ωi ωp＝ωi＋ωn 反対称モード：ωn＜−ωi ωp＝−（ωi＋ωn） 同じωpに対して２つのωnの可能な値を与える。
第１Ａ図の簡易化した変換器は３出力相へ容易
に拡張できる（第３図）。式(4)に従つて動作する
これらの単相変換器の組の両方向性スイツチは、
周期的置換における入力導体に接続される。従つ
て、もし入力の３相システムが平衡していれば、
当然３つの出力相は等距離的になる。そのような
変換器のブロツク図が第１３図に示されている。
この変換器の総合的生成あるいは変調マトリツク
スは式(4)から容易に導出される。すなわち、 tx＝［１／Tseq・ｔ−int（１／Tseq・ｔ）］・３ f′（ｔ）＝１＋ｑ・２・cos［ωn・Tse
q・int（１／Tseq・ｔ）］ f″（ｔ）＝１＋ｑ・２・cos［ωn・Tse
q・int（１／Tseq・ｔ）−２／３π］ とすると、 ここで記号１（ｔ）はｔのDiracステツプ関数を
表わす。注意しておくがＥ＝ETであり、従つて
変換器は完全に対称的である。入力部と出力部と
の間に何ら差はない。この変換装置の対称性のた
めに、入力電圧が出力周波数での電圧へ変換され
る一方で、同じ変換が出力電流に対しても行なわ
れる。そのため、上述の変換器動作は、出力電圧
の周波数に関係なく（例え直流出力に対しても）、
入力電圧周波数における正弦波入力電流というこ
とで特徴づけられる。
に拡張できる（第３図）。式(4)に従つて動作する
これらの単相変換器の組の両方向性スイツチは、
周期的置換における入力導体に接続される。従つ
て、もし入力の３相システムが平衡していれば、
当然３つの出力相は等距離的になる。そのような
変換器のブロツク図が第１３図に示されている。
この変換器の総合的生成あるいは変調マトリツク
スは式(4)から容易に導出される。すなわち、 tx＝［１／Tseq・ｔ−int（１／Tseq・ｔ）］・３ f′（ｔ）＝１＋ｑ・２・cos［ωn・Tse
q・int（１／Tseq・ｔ）］ f″（ｔ）＝１＋ｑ・２・cos［ωn・Tse
q・int（１／Tseq・ｔ）−２／３π］ とすると、 ここで記号１（ｔ）はｔのDiracステツプ関数を
表わす。注意しておくがＥ＝ETであり、従つて
変換器は完全に対称的である。入力部と出力部と
の間に何ら差はない。この変換装置の対称性のた
めに、入力電圧が出力周波数での電圧へ変換され
る一方で、同じ変換が出力電流に対しても行なわ
れる。そのため、上述の変換器動作は、出力電圧
の周波数に関係なく（例え直流出力に対しても）、
入力電圧周波数における正弦波入力電流というこ
とで特徴づけられる。
既に指摘したように、この変換器は、２つの動
作モードにおいて任意の出力周波数を合成でき
る。２つのモードの間の違いは第４図と第５図を
参照すれば理解できる。第４図において、Vi1，
Vi2，Vi3とVo1，Vo2，Vo3はそれぞれ入力電圧
と出力電圧を表わす。もし負荷が抵抗性のもので
あれば、Io1，Io2，Io3とIi1，Ii2，Ii3が出力と入
力の電流を表わす。出力部においてもし電流と電
圧の間に位相のずれが導入されると（第５図）、
それは入力電流合成における基準回転となる。従
つて、出力位相ずれは、入力部において不変であ
ることが見出されるであろう。しかし、対称モー
ドにおいて、出力での遅れ位相ずれは入力での遅
れであり、他方反対称モードにおいて、遅れの出
力位相ずれは入力の進みになる。この結果による
と、誘導性負荷はこの変換器によつて容量性負荷
へ変えられる。この変換器は無効電力を発生する
ことができる。
作モードにおいて任意の出力周波数を合成でき
る。２つのモードの間の違いは第４図と第５図を
参照すれば理解できる。第４図において、Vi1，
Vi2，Vi3とVo1，Vo2，Vo3はそれぞれ入力電圧
と出力電圧を表わす。もし負荷が抵抗性のもので
あれば、Io1，Io2，Io3とIi1，Ii2，Ii3が出力と入
力の電流を表わす。出力部においてもし電流と電
圧の間に位相のずれが導入されると（第５図）、
それは入力電流合成における基準回転となる。従
つて、出力位相ずれは、入力部において不変であ
ることが見出されるであろう。しかし、対称モー
ドにおいて、出力での遅れ位相ずれは入力での遅
れであり、他方反対称モードにおいて、遅れの出
力位相ずれは入力の進みになる。この結果による
と、誘導性負荷はこの変換器によつて容量性負荷
へ変えられる。この変換器は無効電力を発生する
ことができる。
上述の議論において、この新しい変換器動作が
前に掲げた満足すべき理想的な要求のすべてを可
能とすることが示された。回路素子として高スイ
ツチング速度変換器（HSRC）は、それを流れる
電気的エネルギーの周波数、振幅、位相を変える
ことができる一般化されたAC変換器とみなすこ
とができる。その変換は次の３つのパラメータに
よつて決定される。
前に掲げた満足すべき理想的な要求のすべてを可
能とすることが示された。回路素子として高スイ
ツチング速度変換器（HSRC）は、それを流れる
電気的エネルギーの周波数、振幅、位相を変える
ことができる一般化されたAC変換器とみなすこ
とができる。その変換は次の３つのパラメータに
よつて決定される。
Ｓ：（＋１あるいは−１）；変換モード（対称ある
いは反対称） ｑ：（０＜ｑ＜0.5）；出力−入力振幅比 ωn：（−∞＜ωn＜∞）；入力−出力周波数シフト これらのパラメータが設定されると、この変換器
は２入力、保存性、多相入力−多相出力回路素子
としてモデル化されることができ、それの構成関
係は正弦波あるいはDC波形については次のよう
である。
いは反対称） ｑ：（０＜ｑ＜0.5）；出力−入力振幅比 ωn：（−∞＜ωn＜∞）；入力−出力周波数シフト これらのパラメータが設定されると、この変換器
は２入力、保存性、多相入力−多相出力回路素子
としてモデル化されることができ、それの構成関
係は正弦波あるいはDC波形については次のよう
である。
対称モード 反対称モード
Ｓ＝１ Ｓ＝−１
ωn＞−ωi ωn＜−ωi
ωp＝ωi＋ωn ωp＝−（ωi＋ωn）
φp＝φi φp＝−φi
上述の議論において、この変換器の動作は、
ωi、ωp≪2π・fseqの近似のもとで説明された。実
際には、この変換器スイツチング速度fseqは装置
のスイツチング効率を考慮することで制限され
る。従つて、fseqは有限値であるので、これまで
は無視してきた好ましからざる調波が或る程度、
変換器波形中に存在することになる。事実、実際
の変換器波形のフーリエスペクトラム低い周波数
にその望ましからざる成分と、別の望ましからざ
る成分のスペクトルを含んでいる。後者は合成波
形の不連続性のためと、変換器生成マトリツクス
を作り出すときに導入された近似によるものであ
る。しかし、fseqmax（ωi、ωp）／2π・８であれば
、 それら望ましからざる成分は、ｆ１／２fseqの周波 数領域においてのみ重大で、入力および出力周波
数と同等もしくはそれらより低い周波数において
は所望の成分の１％以下であることがわかる。出
力波形の望ましからざる周波数成分はフイルタ作
用によつて除去することができる。対称モードと
反対称モードとを用いることによつて入力電力供
給に、逆の意味の２つの位相ずれを導入すること
ができることを説明した。これらの両モードを同
時に用いると、出力供給における位相ずれの入力
供給に対する効果は自己消去性のものにすること
ができる。このようにして、出力供給をリアクテ
イブ負荷に接続してしかも、入力供給の電流を電
圧波形を同相に保つことができ、変換器と負荷と
をいつしよにして一つの抵抗とみなすことができ
る。その他の力率調整もこの変換器で行なうこと
ができる。もし出力周波数が入力周波数に等しけ
れば、上述のように１つの変換器を用いて位相ず
れ消去を行なうことができる。
ωi、ωp≪2π・fseqの近似のもとで説明された。実
際には、この変換器スイツチング速度fseqは装置
のスイツチング効率を考慮することで制限され
る。従つて、fseqは有限値であるので、これまで
は無視してきた好ましからざる調波が或る程度、
変換器波形中に存在することになる。事実、実際
の変換器波形のフーリエスペクトラム低い周波数
にその望ましからざる成分と、別の望ましからざ
る成分のスペクトルを含んでいる。後者は合成波
形の不連続性のためと、変換器生成マトリツクス
を作り出すときに導入された近似によるものであ
る。しかし、fseqmax（ωi、ωp）／2π・８であれば
、 それら望ましからざる成分は、ｆ１／２fseqの周波 数領域においてのみ重大で、入力および出力周波
数と同等もしくはそれらより低い周波数において
は所望の成分の１％以下であることがわかる。出
力波形の望ましからざる周波数成分はフイルタ作
用によつて除去することができる。対称モードと
反対称モードとを用いることによつて入力電力供
給に、逆の意味の２つの位相ずれを導入すること
ができることを説明した。これらの両モードを同
時に用いると、出力供給における位相ずれの入力
供給に対する効果は自己消去性のものにすること
ができる。このようにして、出力供給をリアクテ
イブ負荷に接続してしかも、入力供給の電流を電
圧波形を同相に保つことができ、変換器と負荷と
をいつしよにして一つの抵抗とみなすことができ
る。その他の力率調整もこの変換器で行なうこと
ができる。もし出力周波数が入力周波数に等しけ
れば、上述のように１つの変換器を用いて位相ず
れ消去を行なうことができる。
３相入力供給と１組あるいは３相出力供給のほ
とんどの場合に対して理論を展開したが、本発明
はｎ相入力供給（ｎ３）をｐ相出力供給（ｐ
１）へ変換する場合に同様に適用できることは理
解されるであろう。
とんどの場合に対して理論を展開したが、本発明
はｎ相入力供給（ｎ３）をｐ相出力供給（ｐ
１）へ変換する場合に同様に適用できることは理
解されるであろう。
３相入力供給の場合、もしVpとViの間のすべ
ての可能な位相関係を実現するように要求された
場合、例えば出力周波数が入力周波数と異なつて
いれば、VpVi／２であり従つてCiCp／２であること は明らかであろう。更に、入力電力は出力電力に
等しく、すなわち、Vp・Cpcosφp＝V1・Cicosφi
ここでφp，φiはそれぞれ出力位相ずれと入力位相
ずれである。
ての可能な位相関係を実現するように要求された
場合、例えば出力周波数が入力周波数と異なつて
いれば、VpVi／２であり従つてCiCp／２であること は明らかであろう。更に、入力電力は出力電力に
等しく、すなわち、Vp・Cpcosφp＝V1・Cicosφi
ここでφp，φiはそれぞれ出力位相ずれと入力位相
ずれである。
以下では、本発明の実際の実施例について、第
６図から第１２図を参照して説明する。第６図は
本発明による３相変換器の１例のブロツク図であ
る。この変換器は３相電圧制御発振器１００を含
んでおり、その３つの出力は振幅−パルス長変換
器１０１へ与えられ、そこから別々になつた出力
となつて３つの休止（ドウエル）時間及び駆動回
路１０２，１０３，１０４へ与えられる。この回
路１０２の出力は駆動変圧器１０５の１次巻線へ
接続されている。この変換器の３本の２次巻線は
各々スイツチモジユール１０６，１０７，１０８
へ接続されている。同様に、回路１０３は駆動変
圧器１０９を通して３個のスイツチモジユール１
１０，１１１，１１２を駆動し、回路１０４は駆
動変圧器１１３を通してスイツチモジユール１１
４，１１５，１１６を駆動する。スイツチモジユ
ールは、３本の３相電力源導体１１７，１１８，
１１９を３本の３相出力導体１２０，１２１，１
２２へ接続する３行３列のマトリツクスを構成し
ている。このスイツチモジールは両方向性である
ので、供給側と出力側の導体は交換してもよい。
６図から第１２図を参照して説明する。第６図は
本発明による３相変換器の１例のブロツク図であ
る。この変換器は３相電圧制御発振器１００を含
んでおり、その３つの出力は振幅−パルス長変換
器１０１へ与えられ、そこから別々になつた出力
となつて３つの休止（ドウエル）時間及び駆動回
路１０２，１０３，１０４へ与えられる。この回
路１０２の出力は駆動変圧器１０５の１次巻線へ
接続されている。この変換器の３本の２次巻線は
各々スイツチモジユール１０６，１０７，１０８
へ接続されている。同様に、回路１０３は駆動変
圧器１０９を通して３個のスイツチモジユール１
１０，１１１，１１２を駆動し、回路１０４は駆
動変圧器１１３を通してスイツチモジユール１１
４，１１５，１１６を駆動する。スイツチモジユ
ールは、３本の３相電力源導体１１７，１１８，
１１９を３本の３相出力導体１２０，１２１，１
２２へ接続する３行３列のマトリツクスを構成し
ている。このスイツチモジールは両方向性である
ので、供給側と出力側の導体は交換してもよい。
第６図の回路は、見てわかるように、供給側の
３相に対して対称であり、振幅−パルス長変換器
１０１の出力は、既に述べた原理に基づいて所望
の振幅、位相、周波数を持つ電圧を発生するため
に１つの出力導体から別の導体へ急速にスイツチ
されるような信号の形をとつている。従つて、任
意の時刻において、３つから成る１つの群のスイ
ツチモジユールは導通しており、他の２つの群の
スイツチモジユールは非導通である。
３相に対して対称であり、振幅−パルス長変換器
１０１の出力は、既に述べた原理に基づいて所望
の振幅、位相、周波数を持つ電圧を発生するため
に１つの出力導体から別の導体へ急速にスイツチ
されるような信号の形をとつている。従つて、任
意の時刻において、３つから成る１つの群のスイ
ツチモジユールは導通しており、他の２つの群の
スイツチモジユールは非導通である。
さてここで第７、第８、第９図を参照して電圧
制御発振器について説明する。この３つの図面が
一緒になつてこの発振器の回路図を構成してい
る。
制御発振器について説明する。この３つの図面が
一緒になつてこの発振器の回路図を構成してい
る。
第７図の回路は振幅は同じだが極性の異なる２
つの出力電圧をそれぞれ端子Ａ１とＡ２とに発生
する。これらの端子はそれぞれ２つの演算増幅器
１３０，１３１の出力へ接続されている。ポテン
シヨメータ１３２の摺動によつて得られる可変電
圧が増幅器１３０の非反転入力へ、抵抗１３３を
通して増幅器１３１の反転入力へ与えられる。増
幅器１３０はそれの出力からそれの反転入力への
直接帰還接続を有しており、そのためその出力電
圧はその入力電圧に等しくなつている。増幅器１
３１は、抵抗１３３と同じ抵抗値を持つ抵抗１３
４を通しての抵抗性負帰還接続を有しており、そ
のためその出力電圧はポテンシヨメータ１３２の
摺動部電圧の反転になつている。ポテンシヨメー
タの摺動部はコンデンサ１３５を通してアースさ
れており、雑音と摺動によるにせの電圧変化を吸
収することになつている。
つの出力電圧をそれぞれ端子Ａ１とＡ２とに発生
する。これらの端子はそれぞれ２つの演算増幅器
１３０，１３１の出力へ接続されている。ポテン
シヨメータ１３２の摺動によつて得られる可変電
圧が増幅器１３０の非反転入力へ、抵抗１３３を
通して増幅器１３１の反転入力へ与えられる。増
幅器１３０はそれの出力からそれの反転入力への
直接帰還接続を有しており、そのためその出力電
圧はその入力電圧に等しくなつている。増幅器１
３１は、抵抗１３３と同じ抵抗値を持つ抵抗１３
４を通しての抵抗性負帰還接続を有しており、そ
のためその出力電圧はポテンシヨメータ１３２の
摺動部電圧の反転になつている。ポテンシヨメー
タの摺動部はコンデンサ１３５を通してアースさ
れており、雑音と摺動によるにせの電圧変化を吸
収することになつている。
第７図の端子Ａ１とＡ２は第８図の端子Ａ１と
Ａ２に接続されており、後者は例えば型名
MC14066のような２つのスイツチ１４０，１４
１の入力の対へ接続されている。これらのスイツ
チは４装置であるが、その出力接続が対で一本に
なつており、出力の各対は積分器１４２から１４
５の各１つへ接続されている。積分器の出力電圧
はシユミツトトリガ回路１４６から１４９のうち
の各１つの入力へつながれている。トリガ回路１
４６，１４７，１４８の出力は論理回路１５０，
１５１，１５２の入力へ与えられ、各論理回路は
２つの出力信号を発し、それらはスイツチ１４
０，１４１の入力へ接続されて、積分器１４２か
ら１４５へ端子Ａ１とＡ２に与えられる信号の進
行を制御する。
Ａ２に接続されており、後者は例えば型名
MC14066のような２つのスイツチ１４０，１４
１の入力の対へ接続されている。これらのスイツ
チは４装置であるが、その出力接続が対で一本に
なつており、出力の各対は積分器１４２から１４
５の各１つへ接続されている。積分器の出力電圧
はシユミツトトリガ回路１４６から１４９のうち
の各１つの入力へつながれている。トリガ回路１
４６，１４７，１４８の出力は論理回路１５０，
１５１，１５２の入力へ与えられ、各論理回路は
２つの出力信号を発し、それらはスイツチ１４
０，１４１の入力へ接続されて、積分器１４２か
ら１４５へ端子Ａ１とＡ２に与えられる信号の進
行を制御する。
第４番目のトリガ回路１４９の出力は、例えば
型名74C164のようなカウンタ１５４の入力へイ
ンバータ１５３を通して与えられる。このカウン
タ１５４は４ビツトカウンタであつて、４個の出
力線を有しており、それらは論理回路１５５へ与
えられ、その出力は論理回路１５０から１５２の
入力へそれら回路を制御するために供給される。
積分器１４２，１４３，１４４の出力波形はま
た、代表的には型名ICL8038のような波形発生器
１５６，１５７，１５８のどれかへ与えられる。
波形発生器の機能は積分器１４２，１４３，１４
４から受け取る三角波形を正弦波形出力に変換す
ることであり、その正弦波出力は各々端子Ｂ１，
Ｂ２，Ｂ３へ送られる。特定な電圧レベルを発生
器１５６から１５８へ与えて、出力波形の正弦波
形を最適化するためにポテンシヨメータＰが備え
られている。
型名74C164のようなカウンタ１５４の入力へイ
ンバータ１５３を通して与えられる。このカウン
タ１５４は４ビツトカウンタであつて、４個の出
力線を有しており、それらは論理回路１５５へ与
えられ、その出力は論理回路１５０から１５２の
入力へそれら回路を制御するために供給される。
積分器１４２，１４３，１４４の出力波形はま
た、代表的には型名ICL8038のような波形発生器
１５６，１５７，１５８のどれかへ与えられる。
波形発生器の機能は積分器１４２，１４３，１４
４から受け取る三角波形を正弦波形出力に変換す
ることであり、その正弦波出力は各々端子Ｂ１，
Ｂ２，Ｂ３へ送られる。特定な電圧レベルを発生
器１５６から１５８へ与えて、出力波形の正弦波
形を最適化するためにポテンシヨメータＰが備え
られている。
第８図の回路の動作は以下の通りである。端子
Ａ１，Ａ２の電圧は第７図のポテンシヨメータ１
３２の調整によつて設定され、スイツチ１４０と
１４１とによつて積分器１４２から１４５へ導び
かれる。積分器１４５は、積分器１４２，１４
３，１４４の時定数の６分の１の特定数を有して
おり、そのためそれは、積分器１４２，１４３，
１４４の出力に三角波が作成される１サイクルの
期間内に６サイクルの三角波発生を行なう。トリ
ガ回路１４９は引続く出力パルス列を発生し、そ
れらはカウンタ１５４によつて計数される。カウ
ンタ１５４中の計数値が増大するにつれて、論理
回路１５５は、積分器１４２，１４３，１４４へ
の端子Ａ１とＡ２の電圧の進行を調節するための
制御信号を論理回路１５０，１５１，１５２へ与
え、それによつてこれら３個の積分器が同じ周波
数であるが位相が互に等距離はなれた三角出力波
形を発生するようにする。論理回路１５０，１５
１，１５２，１５５の機能は三角波形の異なる傾
斜が正確な時刻に始まることを保証し、それによ
つて積分器１４２−１４４中の部品の定数値のわ
ずかなばらつきによつて生ずる周波数差が３つの
三角波形の間に累積的な位相あるいは周波数誤差
をもたらさないようにすることである。上述のよ
うに、波形発生器１５６から１５８は、積分器１
４２−１４４の三角出力波形を対応する正弦波形
へ変換する。この正弦波は再び位相において等距
離すなわち2π／３ラジアンだけ互に離れている
ものであり、端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３に現われる。
ポテンシヨメータ１３２（第７図）の調整によつ
て端子Ａ１とＡ２に与えられる電圧の大きさが変
わり、従つて第８図の回路中に発生する三角波及
び正弦波の両方の周波数が変調され、すなわち電
圧の増大は周波数の増大をもたらし、それらの間
には本質的に直線的な比例関係があることが明ら
かになるであろう。
Ａ１，Ａ２の電圧は第７図のポテンシヨメータ１
３２の調整によつて設定され、スイツチ１４０と
１４１とによつて積分器１４２から１４５へ導び
かれる。積分器１４５は、積分器１４２，１４
３，１４４の時定数の６分の１の特定数を有して
おり、そのためそれは、積分器１４２，１４３，
１４４の出力に三角波が作成される１サイクルの
期間内に６サイクルの三角波発生を行なう。トリ
ガ回路１４９は引続く出力パルス列を発生し、そ
れらはカウンタ１５４によつて計数される。カウ
ンタ１５４中の計数値が増大するにつれて、論理
回路１５５は、積分器１４２，１４３，１４４へ
の端子Ａ１とＡ２の電圧の進行を調節するための
制御信号を論理回路１５０，１５１，１５２へ与
え、それによつてこれら３個の積分器が同じ周波
数であるが位相が互に等距離はなれた三角出力波
形を発生するようにする。論理回路１５０，１５
１，１５２，１５５の機能は三角波形の異なる傾
斜が正確な時刻に始まることを保証し、それによ
つて積分器１４２−１４４中の部品の定数値のわ
ずかなばらつきによつて生ずる周波数差が３つの
三角波形の間に累積的な位相あるいは周波数誤差
をもたらさないようにすることである。上述のよ
うに、波形発生器１５６から１５８は、積分器１
４２−１４４の三角出力波形を対応する正弦波形
へ変換する。この正弦波は再び位相において等距
離すなわち2π／３ラジアンだけ互に離れている
ものであり、端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３に現われる。
ポテンシヨメータ１３２（第７図）の調整によつ
て端子Ａ１とＡ２に与えられる電圧の大きさが変
わり、従つて第８図の回路中に発生する三角波及
び正弦波の両方の周波数が変調され、すなわち電
圧の増大は周波数の増大をもたらし、それらの間
には本質的に直線的な比例関係があることが明ら
かになるであろう。
第９図は電圧制御発振器１００の第３の部分を
示しており、第８図の端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３へ接
続される入力端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３を有してい
る。第９図において、端子Ｂ１からＢ３は各々演
算増幅器１６０，１６１，１６２の非反転入力へ
接続されている。これら増幅器は、それらの出力
からそれらの反転入力への直接負帰還を有してお
り、そのためそれらによつて生ずる出力電圧はそ
れらの非反転入力へ与えられる電圧に等しい。増
幅器１６０，１６１，１６２の出力は各々端子１
６３，１６４，１６５に現われる。
示しており、第８図の端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３へ接
続される入力端子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３を有してい
る。第９図において、端子Ｂ１からＢ３は各々演
算増幅器１６０，１６１，１６２の非反転入力へ
接続されている。これら増幅器は、それらの出力
からそれらの反転入力への直接負帰還を有してお
り、そのためそれらによつて生ずる出力電圧はそ
れらの非反転入力へ与えられる電圧に等しい。増
幅器１６０，１６１，１６２の出力は各々端子１
６３，１６４，１６５に現われる。
第６図から明らかなように、電圧制御発振器の
３つの出力は振幅−パルス長変換器１０１へ与え
られる。この変換器の回路は第１０図に示されて
おり、電圧制御発振器の３つの出力は各々端子２
００，２０１，２０２へ与えられる。変換器は代
表的には型名555の３つのカウンタ・タイマ回路
２０３，２０４，２０５を含んでいる。端子２０
０，２０１，２０２はカウンタ・タイマの端子５
へ与えられる。これらタイマは単安定回路を形成
するように抵抗２０６から２０８及びコンデンサ
２０９から２１１へ接続される。単安定回路はコ
ンデンサ２１２，２１３，２１４で接続されて３
段リングを形成しそれによつて各タイマがリケツ
トされると次のタイマがセツトされるようになつ
ている。ここで時定数は、セツト状態がリング中
を１秒間に5000ないし25000回まわるように設定
されている。トランジスタ２１５，２１６，２１
７を含む定電流源が接続されて、単安定回路の時
定数が本質的に同一であることを保証している。
共通振幅制御は、エミツタフオロワ接続されたト
ランジスタ２１９と協同して、ダイオードを通し
て時定数コンデンサ２０９ないし２１１へ接続さ
れた導体２２０上へ電圧を設定するポテンシヨメ
ータ２１８によつて行なわれる。
３つの出力は振幅−パルス長変換器１０１へ与え
られる。この変換器の回路は第１０図に示されて
おり、電圧制御発振器の３つの出力は各々端子２
００，２０１，２０２へ与えられる。変換器は代
表的には型名555の３つのカウンタ・タイマ回路
２０３，２０４，２０５を含んでいる。端子２０
０，２０１，２０２はカウンタ・タイマの端子５
へ与えられる。これらタイマは単安定回路を形成
するように抵抗２０６から２０８及びコンデンサ
２０９から２１１へ接続される。単安定回路はコ
ンデンサ２１２，２１３，２１４で接続されて３
段リングを形成しそれによつて各タイマがリケツ
トされると次のタイマがセツトされるようになつ
ている。ここで時定数は、セツト状態がリング中
を１秒間に5000ないし25000回まわるように設定
されている。トランジスタ２１５，２１６，２１
７を含む定電流源が接続されて、単安定回路の時
定数が本質的に同一であることを保証している。
共通振幅制御は、エミツタフオロワ接続されたト
ランジスタ２１９と協同して、ダイオードを通し
て時定数コンデンサ２０９ないし２１１へ接続さ
れた導体２２０上へ電圧を設定するポテンシヨメ
ータ２１８によつて行なわれる。
第１０図の変換器の機能は、端子２００，２０
１，２０２へ与えられる比較的ゆつくり振動する
正弦波信号（例えば50−200Hz）の振幅の差に応
答して、互に相対的に単安定回路がセツトされる
時間長を、従つて出力端子２２１，２２２，２２
３にあらわれるパルス長を変化させることであ
る。パルス長の変化の量は振幅制御ポテンシヨメ
ータ２１８によつて調整できる。また、既に述べ
た理論から、この調整によつて交流出力電圧の振
幅が調節されることが明らかであろう。
１，２０２へ与えられる比較的ゆつくり振動する
正弦波信号（例えば50−200Hz）の振幅の差に応
答して、互に相対的に単安定回路がセツトされる
時間長を、従つて出力端子２２１，２２２，２２
３にあらわれるパルス長を変化させることであ
る。パルス長の変化の量は振幅制御ポテンシヨメ
ータ２１８によつて調整できる。また、既に述べ
た理論から、この調整によつて交流出力電圧の振
幅が調節されることが明らかであろう。
第１１図は休止時間及び駆動回路の回路を示し
ており、その回路のうちの３個へ第１０図の変換
器１０１の３つの出力が与えられる。変換器から
の出力信号は第１１図の端子２５０へ与えられ、
そこから抵抗２５１とダイオード２５２の並列接
続を通つてトランジスタ２５３のベースへ接続さ
れている。トランジスタ２５３のベースとアース
の間にコンデンサ２５４が接続されている。トラ
ンジスタ２５３のエミツタもまたアースされてお
り、このコレクタは直列に接続された抵抗２５５
と２５６を通つて供給電源導体２５７へ接続され
ている。抵抗２５５と２５６の連結部はトランジ
スタ２５８のベースへ接続されており、このトラ
ンジスタのエミツタ電極は導体２５７へ接続れて
いる。トランジスタ２５８のコレクタは変圧器１
次巻線２５９を通して２次供給導体２６０へ接続
され、巻線２５９と並列に、ツエナーダイオード
２６１と別のダイオード２６２が直列になつたも
のが接続されている。
ており、その回路のうちの３個へ第１０図の変換
器１０１の３つの出力が与えられる。変換器から
の出力信号は第１１図の端子２５０へ与えられ、
そこから抵抗２５１とダイオード２５２の並列接
続を通つてトランジスタ２５３のベースへ接続さ
れている。トランジスタ２５３のベースとアース
の間にコンデンサ２５４が接続されている。トラ
ンジスタ２５３のエミツタもまたアースされてお
り、このコレクタは直列に接続された抵抗２５５
と２５６を通つて供給電源導体２５７へ接続され
ている。抵抗２５５と２５６の連結部はトランジ
スタ２５８のベースへ接続されており、このトラ
ンジスタのエミツタ電極は導体２５７へ接続れて
いる。トランジスタ２５８のコレクタは変圧器１
次巻線２５９を通して２次供給導体２６０へ接続
され、巻線２５９と並列に、ツエナーダイオード
２６１と別のダイオード２６２が直列になつたも
のが接続されている。
第１１図の回路の主な機能は、変圧器１０５の
２次巻線が接続された３つのスイツチSM1−SM3
を動作させるのに適した駆動を供給することであ
る。それはまた、抵抗２５１とコンデンサ２５４
とによつて与えられる時定数の効果によつて、端
子２５０へ与えられる正のパルスに応答して１次
巻線２５９へ流れる電流の立上がりを少し遅らせ
る働きもする。代表的には、抵抗２５１は1KΩ
の抵抗値のもので、コンデンサ２５４は0.001μF
である。端子２５０の正パルスが終端すると、コ
ンデンサ２５４はダイオード２５２を通して急速
に放電する。回路のこの部分の効果は、スイツチ
SMの休止時間に対して、スイツチが開放回路に
なるために必要な時間を確保し、それによつてい
かなる時間にも導通スイツチを通して同じ出力導
体へ接続される２つの入力導体がないことを保証
し、さもないと発生した場合故障をもたらす大き
な電流の発生を避けることである。ツエナーダイ
オード２６１とダイオード２６２は、トランジス
タ２５８が非導通になつた場合に電流を流し、そ
れによつてトランジスタを破壊するおそれのある
比較的高い電圧がトランジスタ２５８のコレクタ
に現われるのを防ぐ。第１１図に示された休止時
間及び駆動回路によつて駆動される１次巻線は、
第６図に示された駆動変圧器１０５，１０９，１
１３のうちの１つの１部分である。一例では、１
次巻線は45ターンであり、３個の２次巻線はそれ
ぞれ10ターンであり、ポツトコアの大きさは直径
30ミリの長さ19ミリであつた。コアの空隙は0.51
ミリであつた。
２次巻線が接続された３つのスイツチSM1−SM3
を動作させるのに適した駆動を供給することであ
る。それはまた、抵抗２５１とコンデンサ２５４
とによつて与えられる時定数の効果によつて、端
子２５０へ与えられる正のパルスに応答して１次
巻線２５９へ流れる電流の立上がりを少し遅らせ
る働きもする。代表的には、抵抗２５１は1KΩ
の抵抗値のもので、コンデンサ２５４は0.001μF
である。端子２５０の正パルスが終端すると、コ
ンデンサ２５４はダイオード２５２を通して急速
に放電する。回路のこの部分の効果は、スイツチ
SMの休止時間に対して、スイツチが開放回路に
なるために必要な時間を確保し、それによつてい
かなる時間にも導通スイツチを通して同じ出力導
体へ接続される２つの入力導体がないことを保証
し、さもないと発生した場合故障をもたらす大き
な電流の発生を避けることである。ツエナーダイ
オード２６１とダイオード２６２は、トランジス
タ２５８が非導通になつた場合に電流を流し、そ
れによつてトランジスタを破壊するおそれのある
比較的高い電圧がトランジスタ２５８のコレクタ
に現われるのを防ぐ。第１１図に示された休止時
間及び駆動回路によつて駆動される１次巻線は、
第６図に示された駆動変圧器１０５，１０９，１
１３のうちの１つの１部分である。一例では、１
次巻線は45ターンであり、３個の２次巻線はそれ
ぞれ10ターンであり、ポツトコアの大きさは直径
30ミリの長さ19ミリであつた。コアの空隙は0.51
ミリであつた。
駆動変圧器の各々上の３個の２次巻線の各々は
スイツチモジユールを駆動するように接続されて
おり、代表的なスイツチモジユールは第１２図に
示されている。２次巻線は、第１２図に示されて
おり、基準点３００を有しており、トランジスタ
３０１のベースエミツタダイオードの両端に駆動
信号を供給するように接続されている。ベース電
極への接続中に電流制限抵抗３０２が設けられて
おり、望ましからざる過負荷に対してトランジス
タを保護し、それの正孔蓄積時間を制限するため
にダイオード３０３，３０４，３０５とツエナー
ダイオード３０６が設けられている。スイツチそ
のものはダイオード３０７，３０８，３０９，３
１０を含むダイオードブリツジで構成されてお
り、スイツチは端子３１１と３１２を有してい
る。スイツチモジユールの動作は従来のものであ
り、ダイオード３０７−３１０が逆向き対で接続
されているので、トランジスタ３０１が非導通状
態のとき、端子３１１から端子３１２へあるいは
それと逆方向に電流は流れない。しかし、トラン
ジスタ３０１が導通している時は、ダイオード３
０７、トランジスタ３０１、ダイオード３１０を
通つて端子３１１から端子３１２へ電流が流れ得
る。また、ダイオード３０８トランジスタ３０
１、ダイオード３０９を通つて逆方向にも電流が
流れ得る。
スイツチモジユールを駆動するように接続されて
おり、代表的なスイツチモジユールは第１２図に
示されている。２次巻線は、第１２図に示されて
おり、基準点３００を有しており、トランジスタ
３０１のベースエミツタダイオードの両端に駆動
信号を供給するように接続されている。ベース電
極への接続中に電流制限抵抗３０２が設けられて
おり、望ましからざる過負荷に対してトランジス
タを保護し、それの正孔蓄積時間を制限するため
にダイオード３０３，３０４，３０５とツエナー
ダイオード３０６が設けられている。スイツチそ
のものはダイオード３０７，３０８，３０９，３
１０を含むダイオードブリツジで構成されてお
り、スイツチは端子３１１と３１２を有してい
る。スイツチモジユールの動作は従来のものであ
り、ダイオード３０７−３１０が逆向き対で接続
されているので、トランジスタ３０１が非導通状
態のとき、端子３１１から端子３１２へあるいは
それと逆方向に電流は流れない。しかし、トラン
ジスタ３０１が導通している時は、ダイオード３
０７、トランジスタ３０１、ダイオード３１０を
通つて端子３１１から端子３１２へ電流が流れ得
る。また、ダイオード３０８トランジスタ３０
１、ダイオード３０９を通つて逆方向にも電流が
流れ得る。
第６図から第１２図を参照してここに述べた回
路構成は、入力電圧に対して出力電圧の振幅、周
波数、位相を調節することができる。しかし、既
に第５図を参照して述べたように、同じ出力周波
数ωpを２つの異なる方法で、すなわちωiを入力
周波数とした時、変調周波数ωn＝ωp−ωiを用い
てωp＝ωn＋ωiなるように変調する方法、あるい
は、ωnをωp＋ωiに等しいように選んでωp＝ωi−
ωnなるように変調を行なう方法のいずれかであ
る。第１の方法において、変調周波数は入力周波
数と同じ意味であり、従つてそれに加算される。
そして第２の方法においては、変調周波数は入力
周波数と逆の意味であり、従つて入力周波数をそ
れから差引かれる。更に第５図を参照して、変調
の逆の意味のために、上述の２つの異なる方法を
用いて得られる出力電圧における電流と電圧の間
の位相角度差は逆の方法に発生し、従つてこの２
つの電圧を組合せることによつて入力導体へ与え
られる供給電圧において、電流と電圧との間の位
相角度差を完全に打消すことができる。この原理
を用いて変換器を得るためには、２つの電圧制御
発振器（一方は変調周波数ωn＝−（ωp＋ωi）で発
振しており、他方はωn＝ωp−ωiで発振する）が
必要である。第１３図はそのような変換器の１つ
の例の回路図である。その２つの電圧制御発振器
は４００と４０１である。発振器４００は変調周
波数ωn＝ωp−ωiを表わす電圧を、アナログ加算
器４０２から受取る。その加算器には、ポテンシ
ヨメータ４０３から得られるωpを表わす入力と、
周波数−電圧変換器４０４から得られるωiを表わ
す第２入力とが与えられる。また供給入力が周波
数−電圧変換器へ与えられている。また変換器４
０４の出力ωiは２倍されてアナログ加算器４０５
へ与えられ、その後反転器４０６で反転されて、
発振器４０１のためのωnを表わす電圧が−（ωp＋
ωi）に等しくなるように与えられる。ここで負の
符号は発振器４０１の出力位相差が逆であること
を示す。発振器４００と４０１の出力の振幅は、
アナログ乗算器４０７−４１２によつて、制御可
能な値ｑへ設定される。値ｑはポテンシヨメータ
４１３上に実現され、増幅器４１４中で２倍され
る。
路構成は、入力電圧に対して出力電圧の振幅、周
波数、位相を調節することができる。しかし、既
に第５図を参照して述べたように、同じ出力周波
数ωpを２つの異なる方法で、すなわちωiを入力
周波数とした時、変調周波数ωn＝ωp−ωiを用い
てωp＝ωn＋ωiなるように変調する方法、あるい
は、ωnをωp＋ωiに等しいように選んでωp＝ωi−
ωnなるように変調を行なう方法のいずれかであ
る。第１の方法において、変調周波数は入力周波
数と同じ意味であり、従つてそれに加算される。
そして第２の方法においては、変調周波数は入力
周波数と逆の意味であり、従つて入力周波数をそ
れから差引かれる。更に第５図を参照して、変調
の逆の意味のために、上述の２つの異なる方法を
用いて得られる出力電圧における電流と電圧の間
の位相角度差は逆の方法に発生し、従つてこの２
つの電圧を組合せることによつて入力導体へ与え
られる供給電圧において、電流と電圧との間の位
相角度差を完全に打消すことができる。この原理
を用いて変換器を得るためには、２つの電圧制御
発振器（一方は変調周波数ωn＝−（ωp＋ωi）で発
振しており、他方はωn＝ωp−ωiで発振する）が
必要である。第１３図はそのような変換器の１つ
の例の回路図である。その２つの電圧制御発振器
は４００と４０１である。発振器４００は変調周
波数ωn＝ωp−ωiを表わす電圧を、アナログ加算
器４０２から受取る。その加算器には、ポテンシ
ヨメータ４０３から得られるωpを表わす入力と、
周波数−電圧変換器４０４から得られるωiを表わ
す第２入力とが与えられる。また供給入力が周波
数−電圧変換器へ与えられている。また変換器４
０４の出力ωiは２倍されてアナログ加算器４０５
へ与えられ、その後反転器４０６で反転されて、
発振器４０１のためのωnを表わす電圧が−（ωp＋
ωi）に等しくなるように与えられる。ここで負の
符号は発振器４０１の出力位相差が逆であること
を示す。発振器４００と４０１の出力の振幅は、
アナログ乗算器４０７−４１２によつて、制御可
能な値ｑへ設定される。値ｑはポテンシヨメータ
４１３上に実現され、増幅器４１４中で２倍され
る。
全位相制御のためには発振器４００と４０１の
出力を差分的に乗ずることが必要である。そして
このことはα1を表わす値をポテンシヨメータ４
１５上へ設定することによつて達成される。そし
てその値は、増幅器において1/3倍され、発振器
４００の出力が与えられているアナログ乗算器４
１７，４１８，４１９へ与えられる。この値α1
はインバータ４２０で反転され、アナログ加算器
４２１中で１ボルトに加えられ１−α1に等しい
信号が作られる。この信号は次に増幅器４２２中
で1/3倍され、1/3（１−α1）を表わす信号とな
つてアナログ乗算器４２３，４２４，４２５へ与
えられる。これらアナログ乗算器には発振器４１
０の出力が与えられている。９個のアナログ加算
器４２６−４３４が設けられ、それへ３個の乗算
器４１７，４１８，４１９の各々からの出力が与
えられ、乗算器４２３，４２４，４２５の出力と
９個の異なる組合せによつて結合させられる。そ
れら組合せは、３個の乗算器の各組から１つの出
力をとり出すことで作られる。更に、1/3ボルト
に等しい一定入力が加算器４２６−４３４のすべ
てへ与えられ、それらの出力は各々スイツチモジ
ユールSM１−SM９（第１０図から第１２図参
照）へ与えられ、これらスイツチは３個の入力導
体４３５，４３６，４３７を３個の出力導体４３
８，４３９，４４０と接続している。スイツチ
SM１−SM９は、第６図に示すような振幅−パ
ルス長変換器１０１、休止時間及び駆動回路１０
２−１０４、駆動変圧器１０５，１０９に接続さ
れている。スイツチSM１−SM９中の単安定回
路は第１０図に関連して上述したように動作する
３つの別々のリングを形成するように接続され
る。各リングが異なる出力導体に接続されるの
で、供給を短絡するおそれなしに成立的にステツ
プすることができる。
出力を差分的に乗ずることが必要である。そして
このことはα1を表わす値をポテンシヨメータ４
１５上へ設定することによつて達成される。そし
てその値は、増幅器において1/3倍され、発振器
４００の出力が与えられているアナログ乗算器４
１７，４１８，４１９へ与えられる。この値α1
はインバータ４２０で反転され、アナログ加算器
４２１中で１ボルトに加えられ１−α1に等しい
信号が作られる。この信号は次に増幅器４２２中
で1/3倍され、1/3（１−α1）を表わす信号とな
つてアナログ乗算器４２３，４２４，４２５へ与
えられる。これらアナログ乗算器には発振器４１
０の出力が与えられている。９個のアナログ加算
器４２６−４３４が設けられ、それへ３個の乗算
器４１７，４１８，４１９の各々からの出力が与
えられ、乗算器４２３，４２４，４２５の出力と
９個の異なる組合せによつて結合させられる。そ
れら組合せは、３個の乗算器の各組から１つの出
力をとり出すことで作られる。更に、1/3ボルト
に等しい一定入力が加算器４２６−４３４のすべ
てへ与えられ、それらの出力は各々スイツチモジ
ユールSM１−SM９（第１０図から第１２図参
照）へ与えられ、これらスイツチは３個の入力導
体４３５，４３６，４３７を３個の出力導体４３
８，４３９，４４０と接続している。スイツチ
SM１−SM９は、第６図に示すような振幅−パ
ルス長変換器１０１、休止時間及び駆動回路１０
２−１０４、駆動変圧器１０５，１０９に接続さ
れている。スイツチSM１−SM９中の単安定回
路は第１０図に関連して上述したように動作する
３つの別々のリングを形成するように接続され
る。各リングが異なる出力導体に接続されるの
で、供給を短絡するおそれなしに成立的にステツ
プすることができる。
インバータ、アナログ加算器、アナログ乗算器
に適した回路は、例えば、マグロウヒルブツク社
から1970年に出版されたN.R.スコツト著の
「Electronic Computer Technology」中に述べ
られている。
に適した回路は、例えば、マグロウヒルブツク社
から1970年に出版されたN.R.スコツト著の
「Electronic Computer Technology」中に述べ
られている。
第１４図は、高スイツチング速度変換器５００
を応用して、導体５０２を通して供給される電力
の周波数を変化させることによつて誘導電動機５
０１の速度制御を行なつたものである。電動機の
出力軸５０４へ回転発電機５０３が接続され、そ
れが導体５０５上へ電圧を発生し、その電圧は処
理回路５０６へ与えられて角周波数ωnの多相正
弦波出力と振幅制御信号ｑを発生する。これらの
信号は既述のように変換器５００中のスイツチを
制御して、電動機５０１へ与えられる供給電源の
周波数の安定化を行なうために用いられる。この
構成は２つのモードで運転できる。第１のモード
においては、電動機の速度はそれに加えられる負
荷にかかわらず一定に保たれ、その場合、導体５
０５上に設定された電圧は基準と比較され、電動
機５０１へ与えられる供給電源の周波数及びｑに
依存するそれの振幅を増大させるために用いられ
る。このように、供給周波数と電動機速度との間
のずれが負荷と共に増大すると、電動機速度をよ
り一定に保つために供給周波数が増大させられ
る。第２のモードにおいては、それは一定トルク
モードであつて、電動機速度と供給周波数との間
のずれが測定され、電動機によつて与えられるト
ルクが一定であることを保証するように、一定値
に保たれる。
を応用して、導体５０２を通して供給される電力
の周波数を変化させることによつて誘導電動機５
０１の速度制御を行なつたものである。電動機の
出力軸５０４へ回転発電機５０３が接続され、そ
れが導体５０５上へ電圧を発生し、その電圧は処
理回路５０６へ与えられて角周波数ωnの多相正
弦波出力と振幅制御信号ｑを発生する。これらの
信号は既述のように変換器５００中のスイツチを
制御して、電動機５０１へ与えられる供給電源の
周波数の安定化を行なうために用いられる。この
構成は２つのモードで運転できる。第１のモード
においては、電動機の速度はそれに加えられる負
荷にかかわらず一定に保たれ、その場合、導体５
０５上に設定された電圧は基準と比較され、電動
機５０１へ与えられる供給電源の周波数及びｑに
依存するそれの振幅を増大させるために用いられ
る。このように、供給周波数と電動機速度との間
のずれが負荷と共に増大すると、電動機速度をよ
り一定に保つために供給周波数が増大させられ
る。第２のモードにおいては、それは一定トルク
モードであつて、電動機速度と供給周波数との間
のずれが測定され、電動機によつて与えられるト
ルクが一定であることを保証するように、一定値
に保たれる。
第１４図の回路構成は、変調信号の角周波数
ωnを調整して、発電機の軸速度の変動による出
力周波数の変動を補償することによつて、可変速
度で運転される発電機によつて発生する供給電圧
の周波数を安定化するためにも用いることができ
る。この構成はまた、発生電力を既存電力と同期
させて前者が後者に加えられるよう用いることも
できる。
ωnを調整して、発電機の軸速度の変動による出
力周波数の変動を補償することによつて、可変速
度で運転される発電機によつて発生する供給電圧
の周波数を安定化するためにも用いることができ
る。この構成はまた、発生電力を既存電力と同期
させて前者が後者に加えられるよう用いることも
できる。
第１５図は、スイツチＳ１ないしＳ９を動作さ
せるために必とされる幅変調パルスを発生させる
ためにマイクロプロセツサ５２０を用いる方法を
示す。このマイクロプロセツサはクロツク５２１
によつて駆動され、アドレス出力ライン５２２、
データ入出力ライン５２３、走査出力ライン５２
４、データ出力ライン５２５を有している。キイ
ボード５２６はライン５２４から走査パルスを受
取り、導体５２３上へ対応する入力パルスを発生
する。ROM５２７がマイクロプロセツサ５２０
用のプログラムを記憶し、RAM５２８がキイボ
ード５２６から入力されたデータ及び計算中に得
られたデータを記憶する。４桁７セグメント表示
装置５２９が設けられて、ライン５２４上のアド
レス母線からの走査パルスによつて駆動され、キ
イボート５２６によつて入力されるデータや操作
者によつて必要とされるその他の情報を表示す
る。アドレス母線５２２はまたセレクタ５３０を
動作させるように接続されている。セレクタ５３
０はライン５２５上に受取られたデータを、各々
スイツチＳ１−Ｓ９に必要とされる導通状態を記
憶している９個のラツチ５３１へ導びく。動作時
に、マイクロプロセツサ５２０は、どのラツチ５
３１が「１」の状態にあつて対応するスイツチが
導通しているべきか、またどのラツチが「０」状
態にあつて対応するスイツチが非導通であること
を表示すべきであるかを決定するために必要な計
算を実行する。この計算は既に述べた理論に基づ
いている。
せるために必とされる幅変調パルスを発生させる
ためにマイクロプロセツサ５２０を用いる方法を
示す。このマイクロプロセツサはクロツク５２１
によつて駆動され、アドレス出力ライン５２２、
データ入出力ライン５２３、走査出力ライン５２
４、データ出力ライン５２５を有している。キイ
ボード５２６はライン５２４から走査パルスを受
取り、導体５２３上へ対応する入力パルスを発生
する。ROM５２７がマイクロプロセツサ５２０
用のプログラムを記憶し、RAM５２８がキイボ
ード５２６から入力されたデータ及び計算中に得
られたデータを記憶する。４桁７セグメント表示
装置５２９が設けられて、ライン５２４上のアド
レス母線からの走査パルスによつて駆動され、キ
イボート５２６によつて入力されるデータや操作
者によつて必要とされるその他の情報を表示す
る。アドレス母線５２２はまたセレクタ５３０を
動作させるように接続されている。セレクタ５３
０はライン５２５上に受取られたデータを、各々
スイツチＳ１−Ｓ９に必要とされる導通状態を記
憶している９個のラツチ５３１へ導びく。動作時
に、マイクロプロセツサ５２０は、どのラツチ５
３１が「１」の状態にあつて対応するスイツチが
導通しているべきか、またどのラツチが「０」状
態にあつて対応するスイツチが非導通であること
を表示すべきであるかを決定するために必要な計
算を実行する。この計算は既に述べた理論に基づ
いている。
第１６図は第１２図に示されたスイツチモジユ
ールの変形であつて、トランジスタのコレクタリ
ードにインダクタＬが設けられて、それに並列に
ダイオードＤと抵抗Ｒが直列になつて接続されて
いる。これらの部品は過渡時にスイツチ電流上昇
速度を安全な値に制限するための電圧スナツバと
して働く。
ールの変形であつて、トランジスタのコレクタリ
ードにインダクタＬが設けられて、それに並列に
ダイオードＤと抵抗Ｒが直列になつて接続されて
いる。これらの部品は過渡時にスイツチ電流上昇
速度を安全な値に制限するための電圧スナツバと
して働く。
第１７図は、トランジスタのエミツタ−コレク
タ経路に並列に接続されたコンデンサＣと直列の
ダイオードＤにより定められる電流経路からなる
電流型のスナツバの使用例である。抵抗Ｒがダイ
オードＤに並列に接続されている。
タ経路に並列に接続されたコンデンサＣと直列の
ダイオードＤにより定められる電流経路からなる
電流型のスナツバの使用例である。抵抗Ｒがダイ
オードＤに並列に接続されている。
第１８図は、第１２図、第１６図、第１７図に
用いられたのと同じ型のダイオードブリツジ中に
電力用FET Ｆを用いた例である。そのようなト
ランジスタは非常に高いスイツチング周波数を与
えるために、入力及び出力のフイルタの必要性を
軽減することができる。現時点では電力用FET
の定格は数キロワツトに制限されているが、近い
将来により大きな電力を取扱かえる素子が実用化
されるであろうと期待される。
用いられたのと同じ型のダイオードブリツジ中に
電力用FET Ｆを用いた例である。そのようなト
ランジスタは非常に高いスイツチング周波数を与
えるために、入力及び出力のフイルタの必要性を
軽減することができる。現時点では電力用FET
の定格は数キロワツトに制限されているが、近い
将来により大きな電力を取扱かえる素子が実用化
されるであろうと期待される。
スイツチモジユールの別の形ではサイリスタが
用いられ、各半サイクルの始点におけるその導通
を保証するための強制転流駆動回路が逆並列に接
続されている。本発明では、すべてのスイツチが
同時に動作するので、変圧器結合を用いているす
べての電力素子用に単１の強制転流回路を用いる
ことができる。
用いられ、各半サイクルの始点におけるその導通
を保証するための強制転流駆動回路が逆並列に接
続されている。本発明では、すべてのスイツチが
同時に動作するので、変圧器結合を用いているす
べての電力素子用に単１の強制転流回路を用いる
ことができる。
更に別の形のスイツチモジユールが第１９図に
示されている。ここではトランジスタのベース中
に蓄積される正孔を制限し放電させるためにダイ
オードを用いた進歩した高速スイツチングダーリ
ントン回路が用いられている。
示されている。ここではトランジスタのベース中
に蓄積される正孔を制限し放電させるためにダイ
オードを用いた進歩した高速スイツチングダーリ
ントン回路が用いられている。
変換器に用いられるスイツチのスイツチ周波数
は例えば1000から100000Hzの間にあつて、変換器
の供給周波数や出力周波数よりもずつと高い。ス
イツチングによつて入出力波形中に望ましからざ
る調波が現われるのは避けがたく、そのようなも
のは２つに分類される。まずスイツチされた波形
の不連続性から生ずる調波は、パルス幅変調変換
器で発生した調波と同程度であつて、スイツチン
グ周波数の倍数の周波数付近に集まつている。そ
れらは供給周波数よりずつと高いので、誘導性負
荷に対してはそれ程大きな欠点とならず、どのよ
うな場合にも供給電源から、例えば従来の直列イ
ンダクタと並列コンデンサを用いることによつて
除去することができる。調波の第２の群は、スイ
ツチング周波数が無限に大きいので、入力波形も
出力波形もスイツチング周波数のサイクル内で変
化しないという仮定から生ずるものである。この
調波はスイツチング周波数に対しての、入力、出
力の周波数の和と差の周波数を有しており、従つ
てこれも十分高周波であり、変換器を通つて与え
られる負荷の動作に干渉することはない。また変
換器の入力あるいは出力に分数調波は存在しな
い。
は例えば1000から100000Hzの間にあつて、変換器
の供給周波数や出力周波数よりもずつと高い。ス
イツチングによつて入出力波形中に望ましからざ
る調波が現われるのは避けがたく、そのようなも
のは２つに分類される。まずスイツチされた波形
の不連続性から生ずる調波は、パルス幅変調変換
器で発生した調波と同程度であつて、スイツチン
グ周波数の倍数の周波数付近に集まつている。そ
れらは供給周波数よりずつと高いので、誘導性負
荷に対してはそれ程大きな欠点とならず、どのよ
うな場合にも供給電源から、例えば従来の直列イ
ンダクタと並列コンデンサを用いることによつて
除去することができる。調波の第２の群は、スイ
ツチング周波数が無限に大きいので、入力波形も
出力波形もスイツチング周波数のサイクル内で変
化しないという仮定から生ずるものである。この
調波はスイツチング周波数に対しての、入力、出
力の周波数の和と差の周波数を有しており、従つ
てこれも十分高周波であり、変換器を通つて与え
られる負荷の動作に干渉することはない。また変
換器の入力あるいは出力に分数調波は存在しな
い。
本発明による変換器に必要な多相入力は、例え
ば、適当なリアクテイブ素子により、単相AC電
源から得ることができる。
ば、適当なリアクテイブ素子により、単相AC電
源から得ることができる。
本発明による変換器は、基準周波数が入力電源
から得られその後切換スイツチがその周波数を出
力導体から取り出すために設けられる場合を除い
ては、入力と出力が互に交換可能であるという点
で可逆的動作が可能であることが理解されよう。
このことは、入力電力を電圧のステツプ状昇圧が
必要であるという事実にもかかわらず出力電力か
ら得ることができることを意味する。出力波形を
平滑化する目的のために出力導体に接続されたイ
ンダクタがスイツチによる電流のしや断の結果と
してこの電圧のステツプ状昇圧をもたらす。明ら
かに、そのようなインダクタはまた、最大出力電
圧が入力電圧の半分であるという制限を除くため
に入力導体中に設けることができる。
から得られその後切換スイツチがその周波数を出
力導体から取り出すために設けられる場合を除い
ては、入力と出力が互に交換可能であるという点
で可逆的動作が可能であることが理解されよう。
このことは、入力電力を電圧のステツプ状昇圧が
必要であるという事実にもかかわらず出力電力か
ら得ることができることを意味する。出力波形を
平滑化する目的のために出力導体に接続されたイ
ンダクタがスイツチによる電流のしや断の結果と
してこの電圧のステツプ状昇圧をもたらす。明ら
かに、そのようなインダクタはまた、最大出力電
圧が入力電圧の半分であるという制限を除くため
に入力導体中に設けることができる。
もし第１３図に示された型の変換器が入力と周
波数が同じで相数が同じ出力を与えるように構成
されるなら、入力及び出力導体は変換器が無効電
力発生器となるように一緒に接続することができ
る。スイツチＳ１−Ｓ９を通る電流を制限するた
めにスイツチに直列にインダクタを接続すること
が望ましい。
波数が同じで相数が同じ出力を与えるように構成
されるなら、入力及び出力導体は変換器が無効電
力発生器となるように一緒に接続することができ
る。スイツチＳ１−Ｓ９を通る電流を制限するた
めにスイツチに直列にインダクタを接続すること
が望ましい。
本発明は特定の例、特に３入力３出力を有する
例に関して説明してきたが、本発明がまたここに
述べた構成の望ましい修正例及び任意の多相供給
電源に対しても同様に適用できることは当業者に
明らかであろう。
例に関して説明してきたが、本発明がまたここに
述べた構成の望ましい修正例及び任意の多相供給
電源に対しても同様に適用できることは当業者に
明らかであろう。
以上の説明に関連して更に以下の項を開示す
る。
る。
(1) 平衡多相AC入力電圧システム用の入力導体
と、周波数、振幅、位相角あるいは位相ずれの
ような少なくとも１つの特性がAC入力電圧シ
ステムのそれと異なつているようなAC出力電
圧システム用の出力導体と、各入力導体を各出
力導体へ個々に接続する複数個の両方向性スイ
ツチとを含む直接AC変換器であつて、上記AC
入力電圧システムの相数と同数のパルスからな
る互に隣接した幅変調パルスのくりかえし系列
を作り出すタイミング手段を有する制御装置を
備えており、該制御装置は、上記パルスによつ
て上記スイツチが上記AC入力電圧システムの
各相を順番に上記AC出力電圧システムの各相
に接続するように閉じ、また任意の瞬間におい
ては出力導体の任意の１個に接続された上記ス
イツチの１個だけが閉じられ、さらに各入力導
体が常に少なくとも１個の出力導体に接続され
るように、上記スイツチに接続されていること
を特徴とする変換器。
と、周波数、振幅、位相角あるいは位相ずれの
ような少なくとも１つの特性がAC入力電圧シ
ステムのそれと異なつているようなAC出力電
圧システム用の出力導体と、各入力導体を各出
力導体へ個々に接続する複数個の両方向性スイ
ツチとを含む直接AC変換器であつて、上記AC
入力電圧システムの相数と同数のパルスからな
る互に隣接した幅変調パルスのくりかえし系列
を作り出すタイミング手段を有する制御装置を
備えており、該制御装置は、上記パルスによつ
て上記スイツチが上記AC入力電圧システムの
各相を順番に上記AC出力電圧システムの各相
に接続するように閉じ、また任意の瞬間におい
ては出力導体の任意の１個に接続された上記ス
イツチの１個だけが閉じられ、さらに各入力導
体が常に少なくとも１個の出力導体に接続され
るように、上記スイツチに接続されていること
を特徴とする変換器。
(2) 第１項の変換器であつて、上記AC出力電圧
システムが単相システムである変換器。
システムが単相システムである変換器。
(3) 第１項の変換器であつて、上記AC出力電圧
システムが多相システムである変換器。
システムが多相システムである変換器。
(4) 第３項の変換器であつて、各出力導体に対し
て、その出力導体へ接続されているスイツチの
各々へ系列のパルスが与えられるようになつて
おり、系列のパルスと入力導体との対応は、異
なる出力導体に対して周期的にシフトされるよ
うになつた変換器。
て、その出力導体へ接続されているスイツチの
各々へ系列のパルスが与えられるようになつて
おり、系列のパルスと入力導体との対応は、異
なる出力導体に対して周期的にシフトされるよ
うになつた変換器。
(5) 第４項の変換器であつて、上記タイミング手
段が単安定回路のリングを含んでおり、そのリ
ング中で１つの回路をリセツトすることが次の
回路をセツトするように接続されており、各単
安定回路が回路のセツト時間を決定する幅変調
信号用入力を有しており、幅変調パルスの系列
は単安定回路から取り出されるようなつた変換
器。
段が単安定回路のリングを含んでおり、そのリ
ング中で１つの回路をリセツトすることが次の
回路をセツトするように接続されており、各単
安定回路が回路のセツト時間を決定する幅変調
信号用入力を有しており、幅変調パルスの系列
は単安定回路から取り出されるようなつた変換
器。
(6) 第５項の変換器であつて、単安定回路へ可変
電圧を供給し、それによつて幅変調信号へのそ
の回路の応答を調整するための手段を含む変換
器。
電圧を供給し、それによつて幅変調信号へのそ
の回路の応答を調整するための手段を含む変換
器。
(7) 第１項から第６項までのうちの任意の変換器
であつて、入力電圧システムの相数と同数の等
位相角ずれた正弦波を発生する多相正弦波形発
生器を含み、各正弦波が系列中の対応するパル
スの幅の中で変調のために変調器へ与えられる
ようになつた変換器。
であつて、入力電圧システムの相数と同数の等
位相角ずれた正弦波を発生する多相正弦波形発
生器を含み、各正弦波が系列中の対応するパル
スの幅の中で変調のために変調器へ与えられる
ようになつた変換器。
(8) 第７項の変換器であつて、上記発生器によつ
て発生する正弦波の振幅を調整するための手段
を含む変換器。
て発生する正弦波の振幅を調整するための手段
を含む変換器。
(9) 第１項から第８項のうちの任意の変換器であ
つて、系列パルスが１秒間に1000ないし100000
回くりかえされる変換器。
つて、系列パルスが１秒間に1000ないし100000
回くりかえされる変換器。
(10) 第１項の変換器であつて、上記制御装置が幅
変調パルスのくりかえし系列を発生させるため
にデジタル微分解析機技術を用いている変換
器。
変調パルスのくりかえし系列を発生させるため
にデジタル微分解析機技術を用いている変換
器。
(11) 直線AC変換器であつて、平衡Ｎ相交流入力
電圧システム用の入力導体と、周波数、振幅、
位相角あるいは位相ずれ等のうち少なくとも１
つの特性において入力電圧システムのそれと異
なつた特性を有する平衡多相AC出力電圧シス
テム用の出力導体と、各入力導体を各出力導体
へ個々に接続する複数個の両方向性電子式スイ
ツチとを含み、制御システムであつて、各々が
等位相角ずれた正弦波出力を発生す２個の周波
数可制御正弦波発振器であつて、１個の発振器
の周波数は入力システムの周波数を望みの出力
周波数から差引いた周波数に等しく、他方の発
振器の周波数は入力および出力システムの周波
数の和に等しく、ただし位相のずれた出力は後
者の発振器の出力と逆の意味になつているよう
な２個の発振器、共通信号に応答して発振器の
出力振幅を制御するための装置、１つの発振器
の出力振幅を他方の発振器の出力に対して差動
的に制御するための装置、１つの発振器の各出
力と他方の発振器の各出力とを別々に組合せる
ための加算装置、加算装置を電子式スイツチへ
接続する手段、を含むような制御システムを含
むことを特徴とする変換器。
電圧システム用の入力導体と、周波数、振幅、
位相角あるいは位相ずれ等のうち少なくとも１
つの特性において入力電圧システムのそれと異
なつた特性を有する平衡多相AC出力電圧シス
テム用の出力導体と、各入力導体を各出力導体
へ個々に接続する複数個の両方向性電子式スイ
ツチとを含み、制御システムであつて、各々が
等位相角ずれた正弦波出力を発生す２個の周波
数可制御正弦波発振器であつて、１個の発振器
の周波数は入力システムの周波数を望みの出力
周波数から差引いた周波数に等しく、他方の発
振器の周波数は入力および出力システムの周波
数の和に等しく、ただし位相のずれた出力は後
者の発振器の出力と逆の意味になつているよう
な２個の発振器、共通信号に応答して発振器の
出力振幅を制御するための装置、１つの発振器
の出力振幅を他方の発振器の出力に対して差動
的に制御するための装置、１つの発振器の各出
力と他方の発振器の各出力とを別々に組合せる
ための加算装置、加算装置を電子式スイツチへ
接続する手段、を含むような制御システムを含
むことを特徴とする変換器。
(12) 第１項から第11項のうちの任意の変換器であ
つて、上記制御システムがマイクロプロセツサ
と、スイツチに各々対応している複数個の出力
ラツチ、を含み、マイクロプロセツサは対応す
るスイツチを閉じたり開いたりすべき時刻にラ
ツチをセツトしたりリセツトしたりするように
プログラムされている変換器。
つて、上記制御システムがマイクロプロセツサ
と、スイツチに各々対応している複数個の出力
ラツチ、を含み、マイクロプロセツサは対応す
るスイツチを閉じたり開いたりすべき時刻にラ
ツチをセツトしたりリセツトしたりするように
プログラムされている変換器。
(13) 第１項から第12項のうちの任意の変換器で
あつて、各スイツチを閉じさせる信号に対する
各スイツチの応答を遅らせ、他方開かせる信号
の伝達は遅れなしに行なうことによつて、制御
信号に応答するスイツチの開動作の遅れを補償
するための手段を含む変換器。
あつて、各スイツチを閉じさせる信号に対する
各スイツチの応答を遅らせ、他方開かせる信号
の伝達は遅れなしに行なうことによつて、制御
信号に応答するスイツチの開動作の遅れを補償
するための手段を含む変換器。
(14) 第１項から第13項のうちの任意の変換器で
あつて、各スイツチが４−ダイオードブリツジ
回路とブリツジの対角につながれた制御可能な
半導体装置を含み、ブリツジの他の対角が入力
導体と出力導体をつなぐ電流経路の途中につな
がれている変換器。
あつて、各スイツチが４−ダイオードブリツジ
回路とブリツジの対角につながれた制御可能な
半導体装置を含み、ブリツジの他の対角が入力
導体と出力導体をつなぐ電流経路の途中につな
がれている変換器。
(15) 第14項の変換器であつて、上記制御可能な
半導体装置がバイポーラトランジスタである変
換器。
半導体装置がバイポーラトランジスタである変
換器。
(16) 第14項の変換器であつて、上記制御可能な
半導体装置がバイポーラトランジスタのダーリ
ントン対である変換器。
半導体装置がバイポーラトランジスタのダーリ
ントン対である変換器。
(17) 第15項あるいは第16項の変換器であつて、
スイツチオフされた時にトランジスタの正孔蓄
積時間を減らすために接続されたダイオード装
置を含む変換器。
スイツチオフされた時にトランジスタの正孔蓄
積時間を減らすために接続されたダイオード装
置を含む変換器。
(18) 第14項の変換器であつて、上記制御可能な
半導体装置が電力用電界効果トランジスタであ
る変換器。
半導体装置が電力用電界効果トランジスタであ
る変換器。
(19) 第14項の変換器であつて、上記制御可能な
半導体装置が、スイツチが閉じている時に各半
サイクル中に導通を保証するための強制転流駆
動回路を備えた、逆並列接続のサイリスタ対で
ある変換器。
半導体装置が、スイツチが閉じている時に各半
サイクル中に導通を保証するための強制転流駆
動回路を備えた、逆並列接続のサイリスタ対で
ある変換器。
(20) 第14項から第19項のうちの任意の変換器で
あつて、スイツチされた時の高電圧過渡現象か
ら制御可能な半導体装置を保護するための手段
を含む変換器。
あつて、スイツチされた時の高電圧過渡現象か
ら制御可能な半導体装置を保護するための手段
を含む変換器。
(21) 第１項から第20項の任意の変換器を含む回
路構成であつて、多相主供給電源と誘導電動機
との間に接続され、電動機の軸へつながれた回
転計、電動機速度を基準速度あるいは変換器の
出力周波数と比較するように接続され、電動機
を一定速度あるいは一定トルクのどちらかの状
態に保つように変換器を制御するように接続さ
れた、制御システムを含む回路構成。
路構成であつて、多相主供給電源と誘導電動機
との間に接続され、電動機の軸へつながれた回
転計、電動機速度を基準速度あるいは変換器の
出力周波数と比較するように接続され、電動機
を一定速度あるいは一定トルクのどちらかの状
態に保つように変換器を制御するように接続さ
れた、制御システムを含む回路構成。
(22) 第14項から第21項のうちの任意の変換器を
含む回路構成であつて、多層供給電源システム
と多相発電機との間に接続され、発電機の軸に
つながれて軸の速度を代表する電圧を発生する
回転計、回転計の出力に応じて発電機の軸速度
の変動にかかわらず一定の周波数供給を供給導
体へ供給するように変換装置に作用する、変換
器用の制御システムの含む回路構成。
含む回路構成であつて、多層供給電源システム
と多相発電機との間に接続され、発電機の軸に
つながれて軸の速度を代表する電圧を発生する
回転計、回転計の出力に応じて発電機の軸速度
の変動にかかわらず一定の周波数供給を供給導
体へ供給するように変換装置に作用する、変換
器用の制御システムの含む回路構成。
第１Ａ図は、３相入力単相出力の変換器の動作
説明に用いられる回路図である。第１Ｂ図は、第
１Ａ図の変換器のスイツチング時間を示す。第２
図は、第１Ａ図の変換器の出力電圧合成を示すベ
クトル図である。第３図は、３相入力３相出力変
換器の原理を示す。第４図と第５図は、第３図の
変換器の動作を説明するのに用いられるベクトル
図である。第６図は、３相入力３相出力変換器の
実際の実施例のブロツク図である。第７図、第８
ａ図及び第８ｂ図、第９図は、いつしよになつて
第６図の変換器に適した３相電圧制御発振器の詳
細な図面を構成する。第１０図は、第６図の変換
器中に用いるのに適した振幅−パルス長変換器の
図面である。第１１図は、第６図の変換器中に用
いるのに適した休止時間及び駆動回路である。第
１２図は、第６図中に用いるのに適したスイツチ
モジユールの１例である。第１３ａ図及び第１３
ｂ図は、位相ずれ制御を行なうことのできる変換
器を示す。第１４図は、本発明に従う変換器を用
いた電動機速度制御回路を示す。第１５図は、ス
イツチング時間の制御を行なうためにマイクロプ
ロセツサを採用した、本発明の実施例を示す。第
１６図、第１７図、第１８図、第１９図は、本発
明による変換器中に採用されうるスイツチの別の
形を示す。
説明に用いられる回路図である。第１Ｂ図は、第
１Ａ図の変換器のスイツチング時間を示す。第２
図は、第１Ａ図の変換器の出力電圧合成を示すベ
クトル図である。第３図は、３相入力３相出力変
換器の原理を示す。第４図と第５図は、第３図の
変換器の動作を説明するのに用いられるベクトル
図である。第６図は、３相入力３相出力変換器の
実際の実施例のブロツク図である。第７図、第８
ａ図及び第８ｂ図、第９図は、いつしよになつて
第６図の変換器に適した３相電圧制御発振器の詳
細な図面を構成する。第１０図は、第６図の変換
器中に用いるのに適した振幅−パルス長変換器の
図面である。第１１図は、第６図の変換器中に用
いるのに適した休止時間及び駆動回路である。第
１２図は、第６図中に用いるのに適したスイツチ
モジユールの１例である。第１３ａ図及び第１３
ｂ図は、位相ずれ制御を行なうことのできる変換
器を示す。第１４図は、本発明に従う変換器を用
いた電動機速度制御回路を示す。第１５図は、ス
イツチング時間の制御を行なうためにマイクロプ
ロセツサを採用した、本発明の実施例を示す。第
１６図、第１７図、第１８図、第１９図は、本発
明による変換器中に採用されうるスイツチの別の
形を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 平衡多相AC入力電圧システム用の複数の入
力相導体と、周波数、振幅、位相角あるいは位相
ずれ等のうちの少なくとも１つの特性において該
入力電圧システムのそれと異なつた特性を有する
多相AC出力電圧システム用の複数の出力相導体
と、各入力相導体を各出力相導体へ個々に接続す
る複数個の両方向性スイツチ手段とを含み、互に
隣接した重ならない幅変調された駆動パルスのく
りかえし系列を作り出す手段を備えて前記入力お
よび出力電圧システム双方の周波数よりも実質的
に高い周波数で前記両方向性スイツチ手段を動作
させ、各出力相導体に関してその出力相導体へ一
度にただ１つの入力相導体を直接接続し、かつ前
記入力電圧システムまたは前記出力電圧システム
のいかなるサイクル中にも前記入力相導体の全て
を少なくとも１つの出力相導体へ複数回接続する
ことを特徴とするAC変換器。 ２ 平衡多相AC入力電圧システム用の複数の入
力相導体と、周波数、振幅、位相角あるいは位相
ずれ等のうちの少なくとも１つの特性において該
入力電圧システムのそれと異なつた特性を有する
多相AC出力電圧システム用の複数の出力相導体
と、各入力相導体を各出力相導体へ個々に接続す
る複数個の両方向性スイツチ手段とを含み、互に
隣接した重ならない幅変調された駆動パルスのく
りかえし系列を作り出す手段を備えて前記入力お
よび出力電圧システム双方の周波数よりも実質的
に高い周波数で前記両方向性スイツチ手段を動作
させ、各出力相導体に関してその出力相導体へ一
度にただ１つの入力相導体を直接接続し、かつ前
記入力電圧システムまたは前記出力電圧システム
のいかなるサイクル中にも前記入力相導体の全て
を少なくとも１つの出力相導体へ複数回接続する
ことを特徴とするAC変換器を含む機関速度制御
システムであつて、前記機関に前記入力相導体ま
たは前記出力相導体のいずれかを結合する手段
と、タコメータ手段から軸速度を示す出力信号を
受けとるように接続され、前記タコメータ手段の
出力信号を用いて前記タイミング手段によつて作
り出された幅変調された駆動パルスを調節するこ
とにより前記機関の速度を制御する機関速度制御
システム。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT20777/79A IT1111993B (it) | 1979-03-06 | 1979-03-06 | Convertitore di frequenza diretto ca/ca |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55162879A JPS55162879A (en) | 1980-12-18 |
| JPS6315832B2 true JPS6315832B2 (ja) | 1988-04-06 |
Family
ID=11171906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2855780A Granted JPS55162879A (en) | 1979-03-06 | 1980-03-06 | Direct ac converter |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55162879A (ja) |
| DK (1) | DK95380A (ja) |
| FR (1) | FR2451129B1 (ja) |
| GB (1) | GB2048588B (ja) |
| IT (1) | IT1111993B (ja) |
| NL (1) | NL188823C (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| GB2113485A (en) * | 1982-01-13 | 1983-08-03 | Texas Instruments Ltd | An a.c. supply converter |
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-
1980
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- 1980-03-06 FR FR8005013A patent/FR2451129B1/fr not_active Expired
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