JPS6317243B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はゲルマニウムダイオードを使用した整
流時定数回路の特性に近似するシリコンダイオー
ド整流時定数回路を提供することを目的とする。

オーデイオシステムにおける雑音低減装置やオ
ーデイオ信号レベルのレベル制御を行なう利得制
御装置（例えばオーデイオリミターなど）等にお
いては、オーデイオ信号の制御信号への変換に整
流時定数回路が使用されているが、その整流時定
数回路の整流素子としてはゲルマニウムダイオー
ドやシリコンダイオードがよく用いられる。

ところで、ゲルマニウムダイオードとシリコン
ダイオードとは、基本的にそれらの順方向電流対
順方向電圧特性（I_F−V_F特性）や逆方向電流対逆
方向電圧特性（I_R−V_R特性）等において相違する
ため、整流素子にゲルマニウムダイオードを使用
した整流時定数回路と、整流素子にシリコンダイ
オードを使用した整流時定数回路とでは入力信号
レベル対制御信号レベル特性や回路の出力インピ
ーダンス特性が異なものとなる。例えば、回路の
出力インピーダンス特性などは、ダイオードに加
わる順方向電圧を0.2Vとした場合において、シ
リコンダイオード整流回路ではゲルマニウムダイ
オード整流回路に比べて500〜1000倍の出力イン
ピーダンスを示すものとなる。

第１図は、ダイオードのI_F−V_F特性を例示した
ものであり、図中の曲線Ｇはゲルマニウムダイオ
ードの特性例、図中の曲線Ｓはシリコンダイオー
ドの特性例を示している。

さて、前記した入力信号レベル対制御信号レベ
ル特性は、雑音低減装置については信号のレベル
圧縮特性及び信号のレベル伸長特性に関係し、ま
たオーデイオリミターについては信号のレベル圧
縮特性に関係する。また回路の出力インピーダン
ス特性はそれぞれの装置において制御時定数、す
なわちアタツクタイムに関係する。

従つて、整流素子にゲルマニウムダイオードを
用いた整流時定数回路では実際の動作レベルにお
けるダイオードの内部抵抗がシリコンダイオード
に比べて500分の１から1000分の１というように
低いために、制御時定数の設定を外付けの固定抵
抗とコンデンサとによつて行なうことが、容易で
あるということから、雑音低減装置の整流時定数
回路としては、ゲルマニウムダイオードを用い
た、整流時定数回路がよく用いられている。しか
し反面、ゲルマニウムダイオードはモノリシツク
集積回路化には適していないため、集積回路を考
慮した整流時定数回路としては、整流素子にシリ
コンダイオードを用いた整流時定数回路が使われ
る。

ところで、シリコンダイオードを用いた整流時
定数回路は、それに用いられているシリコンダイ
オードの内部抵抗が高く、その内部抵抗は入力信
号レベルに反比例する関係から実際の動作レベル
において、小信号レベル時にアタツクタイムが長
く、大信号レベル時にはアタツクタイムが短かく
なるというように入力信号レベルによりアタツク
タイムが大幅に変化する。このように、シリコン
ダイオードを整流素子に用いた整流時定数回路は
シリコンダイオードの内部抵抗が制御時定数に直
接に関係するために、シリコンダイオードの内部
抵抗のバラツキなどにより制御時定数が定まらな
いなどの欠点をもつている。

前記した雑音低減装置は、それの動作に伴ない
副作用として、いわゆる雑音変調現象（一般に
Breathing Effect＜息づき効果＞と呼ばれている
音質を悪化させる現象）を生じるが、前記の現象
の発生には制御時定数が直接に関係するため、制
御時定数の変化が雑音変調現象に悪影響を及ぼす
場合が多い。

以上のようなことから雑音低減装置などに使用
される整流時定数回路の理想形としては、ゲルマ
ニウムダイオードと同様なI_F−V_F特性が整流素子
としてシリコンダイオードを用いて等価的に得ら
れるようにした整流時定数回路を考えることとが
できる。

本発明は、前記した理想形の整流時定数回路を
近似的に実現して、集積回路化にも適する特性の
優れた整流時定数回路を提供することを目的とし
てなされたものであり、以下、本発明の具体的な
内容を添付図面を参照しながら詳細に説明する。

添付図面において、第２図は従来の整流時定数
回路の一例回路図であり、第３図は本発明の整流
時定数回路の一実施態様のものの回路図、第４図
ａ，ｂ図は、本発明の整流時定数回路の要部の半
波整流回路の等価回路であり、また第５図ａ〜ｄ
図は本発明の整流時定数回路の動作説明用の波形
図、第６図は入力信号レベル対制御電圧レベル特
性曲線図である。

まず第２図に従つて従来の整流時定数回路の動
作を説明する。

入力信号e_iは同相出力信号を出力する増幅器Ａ
に供給される。増幅器Ａからの出力信号はダイオ
ードD₁に供給され、また、前記の増幅器Ａから
の出力信号は逆相出力を出力する増幅器Ｂに供給
される。なお、第２図中において、C₁はコンデ
ンサ、R₁〜R₃は抵抗である。ダイオードD₁とダ
イオードD₂のカソード側は接続されていて、抵
抗R₄の両端に整流出力が得られる。また、この
整流出力は抵抗R₅とコンデンサC₂より成る時定
数回路に供給され、制御電圧E_pとして出力され
る。

この第２図示の整流時定数回路において、ダイ
オードD₁，D₂にゲルマニウムダイオードを使用
した場合には、その入力信号レベル対制御電圧レ
ベル特性は第６図中の(G)線で示されるものとな
り、また、前記のダイオードD₁，D₂としてシリ
コンダイオードを使用した場合には第６図中の
（Ｓ）線で示されるものとなる。

なお、第６図に示す曲線は、シリコンダイオー
ドを用いた整流回路とゲルマニウムダイオードを
用いた整流回路とについて、それぞれの制御電圧
レベルが大信号レベルにおいて等しくなるように
増幅器Ａの利得を変えた状態として求めたもので
ある。この第６図から明らかなように実際の入力
信号レベル対制御電圧レベル特性の比較では特に
小信号入力レベルにおいて大きく異なることがわ
かる。

次に第３図に示す本発明の整流時定数回路につ
いて説明する。

第５図ａ図示の入力信号e_i，e₁が入力端子１よ
り抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₃、シリコンダイオードD₁₁，
D₁₂、増幅器IC₁₁より成る半波直線検波回路２に
供給されると、半波直線検波回路２からは第５図
ｂ図示のような正極性の半波検波出力e_c，e₃が出
力される。前記の半波検波出力e_c，e₃は、抵抗
R₁₄，R₁₅，R₁₆，R₁₇、シリコンダイオードD₁₃、
増幅器IC₁₂より成る半波整流回路３における増幅
器IC₁₂の同相入力端子に抵抗R₁₄を介して供給さ
れる。また、前記の入力端子１からの入力信号
e_i，e₁は、半波整流回路３における増幅器IC₁₂の
逆相入力端子にも抵抗R₁₅を介して供給されてい
る。前記の半波整流回路３は、第４図ａ図に示す
回路と第４図ｂ図に示す回路とに分けて表現する
ことができるが、今、増幅器IC₁₂の裸利得A_pを∞
であるとし、シリコンダイオードD₁₃の順方向抵
抗をR_dfとすれば、第４図ａ図示の回路において、
逆相入力に対する回路の利得e₂／e₁とその出力イ
ンピーダンスZ_p1とはそれぞれ次式(1)、(2)で示す
ことができる。

e₂／e₁＝−R₁₆／R₁₅・R₁₇／R₁₆＋R_df＋R₁₇ …(1) Z_p1＝R_df・R₁₇／R₁₆＋R_df＋R₁₇ …(2) また、第４図ｂ図示の回路において、同相入力
に対する回路の利得e₄／e₃とその出力インピーダ
ンスZ_p2とはそれぞれ次式(3)、(4)で示すことがで
きる。

e₄／e₃＝１＋R₁₆／R₁₅・R₁₇／R₁₆＋R_df＋R₁₇…(3
) Z_p2＝R_df・R₁₇／R₁₆＋R_df＋R₁₇ …(4) なお、抵抗の値はR₁₅とR₁₇は等しく、かつ数
10KΩとし、R₁₆≒20R₁₅に選ぶようにすれば、ダ
イオードの順方向抵抗R_dfが数10Ωから数100KΩ
にわたりe₂とe₄はほぼ第５図ｃ図示のようにな
り、従つて半波整流回路３の出力信号は第５図ｄ
図示のe_pのような両波整流出力e_pとして出力され
る。そして、前記の両波整流出力e_pは抵抗４，
R₁₈とコンデンサ５，ｃより成る積分回路で所望
の制御時定数をもつ制御電圧E_pに変換され出力端
子６に出力されるのである。

前記した半波直線検波回路２において、ダイオ
ードD₁₂は正の半波の検波用で、ダイオードD₁₁
は負の半波における負帰還用である。正の半波の
負帰還はダイオードD₁₂の順方向抵抗と抵抗R₁₂，
R₁₃とによりかけられている。また、抵抗R₁₂と
R₁₃との抵抗値については、R₁₂≫R₁₃の条件が満
たされており、また抵抗R₁₁はオフセツト電圧の
調整用の抵抗である。

整流時定数回路の出力インピーダンスZ_pは前記
の(2)、(4)式に示されるようにZ_p1とZ_p2とが等し
い。また、この出力インピーダンスZ_pはダイオー
ドの順方向抵抗R_dfが負帰還の作用によりR_df′に
変化した場合と等価であるので次の(5)式のように
示すことができる。

R_df′＝R_df・R₁₇／R₁₆＋R_df＋R₁₇ …(5) (5)式は入力信号e_iが供給されて、入力信号e_iと
半波直線検波出力e_cが半波整流回路３に供給され
ダイオードD₁₃がオンの時にのみ成立する。従つ
て、入力信号e_iが供給されていなければ、ダイオ
ードの順方向内部抵抗R_dfは∞となるので、この
場合の出力インピーダンスZ_p′は次式のようにな
る。

Z_p′＝R₁₇ …(6) したがつて、本発明の整流時定数回路における
制御時定数はそれぞれ次のように示される。

まず、アタツクタイムT_aは、 T_a＝（R_df′＋R₁₈）Ｃ …(7) 前記の(7)式のように示されるものとなり、また
リカバリータイムT_rは、次の(8)式により示され
るものとなる。

T_r＝（R₁₇＋R₁₈）Ｃ …(8) 本発明の整流時定数回路は、それのリカバリー
タイムT_rが(8)式から明らかなように、固定抵抗
R₁₇，R₁₈とコンデンサＣとだけによつて決定で
きるから、整流時定数回路中で整流素子として用
いられるダイオードの種類はリカバリータイム
T_rの設定に関しては考慮しなくてもよいが、ア
タツクタイムT_aは(7)式から明らかなように、整
流時定数回路中で整流素子として用いられるダイ
オードの順方向抵抗によつて変化するから、(7)式
中のR_df′としては(5)式中のダイオードの順方向抵
抗R_dfがゲルマニウムダイオードの順方向抵抗で
あつたとして得られるR_df′となるように、抵抗
R₁₆，R₁₇の抵抗値を選定すればよい。

第６図に示す入力信号レベル対制御電圧レベル
特性曲線図において、曲線Ｇは整流素子としてゲ
ルマニウムダイオードを用いた場合の従来例回路
の特性曲線、ならびに、本発明の整流時定数回路
の特性曲線を示し、また、第６図中の曲線Ｓは整
流素子としてシリコンダイオードを用いた場合の
従来例回路の特性曲線を示す。第６図中の曲線
Ｈ，Ｉ，Ｊは、本発明による整流時定数回路にお
いて、抵抗R₁₆の抵抗値を変えた場合に得られる
特性の変化傾向を示す曲線であつて、本発明の整
流時定数回路において抵抗R₁₆をR₁₆≪R₁₇とした
場合には回路の特性は曲線Ｓに近づき、また、抵
抗R₁₆をR₁₆＞R₁₇とした場合には回路の特性は曲
線Ｈ，Ｉに示すような傾向のものとなり、さらに
抵抗R₁₆をR₁₆≫R₁₇とすれば、回路の特性は曲線
Ｊに示すようなものとなる。このように、本発明
の整流時定数回路では、抵抗R₁₆の抵抗値を変え
ることによつて、入力信号レベル対制御電圧レベ
ル特性を、第６図中の曲線Ｓ，Ｈ，Ｉ，Ｇ，Ｊの
ように任意に変えることができる。

以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の整流時定数回路では、整流素子とし
てシリコンダイオードを用いても、整流素子とし
てゲルマニウムダイオードを用いた従来の整流時
定数回路で得られていた諸特性を近似的に得るこ
とができるのであり、したがつて、本発明の整流
時定数回路を、例えば雑音低減装置に応用した場
合には、雑音変調現象の生じない雑音低減装置を
容易に提供でき、また、本発明の整流時定数回路
は、それに使用するダイオードの順方向抵抗値に
多少のバラツキが存在しても、そのバラツキによ
つて制御時定数が影響され難く、さらに、温度特
性についても優れた特性を有しており、さらにま
た、整流素子としてシリコンダイオードを使用し
ているので集積回路化が容易である等の諸特徴を
有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はダイオードのI_F−V_F特性曲線図、第２
図は従来例回路を示す回路図、第３図は本発明の
整流時定数回路の一実施例のものの回路図、第４
図ａ，ｂ図は半波整流回路の等価回路図、第５図
ａ〜ｄ図は動作説明用の波形図、第６図は入力信
号レベル対制御電圧レベル特性曲線図である。 １……入力端子、２……半波直線検波回路、３
……半波整流回路、IC₁₁，IC₁₂……増幅器、D₁₁
〜D₁₃……ダイオード、Ｃ……コンデンサ、R₁₁
〜R₁₈……抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号を半波直線検波回路を介して、半波
   整流回路を構成している増幅器の同相入力端子に
   供給する手段と、前記の半波整流回路を構成して
   いる増幅器の逆相入力端子に前記した入力信号を
   抵抗を介して供給する手段と、前記の半波整流回
   路の出力側に得られる出力信号を負帰還ループを
   介して前記した半波整流回路の入力部に帰還させ
   ることにより、整流素子としてゲルマニウムダイ
   オードを使用した場合の整流時定数回路の特性に
   近似する両波整流出力が得られるようにする手段
   と、前記の両波整流出力を積分回路を介して出力
   する手段とを備えてなる整流素子としてシリコン
   ダイオードを使用した整流時定数回路。