JPS63186558A - スイツチング・レギユレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２回路出力を備えたスイッチング・レギュレ
ータに関し、詳しくは、スイッチング・トランジスタの
駆動信号のオン−オフ比および周波数を各々の２回路出
力によって個別に制御し、２回路出力の両安定化を図っ
たスイッチング・レギュレータに関する。

（従来の技術） スイッチング・レギュレータは直流電源を使用すること
の多い通信装置の安定化直流電源として、また乾電池、
蓄電池などの直流電源を使用する移動体や可搬型の装置
のＤＣ−ＤＣコンバータとして使用されており、その応
用分野は広範囲に亘っている。

このようなスイッチング・レギュレータは、通信装置等
の電源電圧が数種類の電圧を使用することから複数個を
備えることが必要となるが、回路の簡素化、重量の軽減
、コストの低減等の面で装備個数の増加は好ましくない
。そこで従来からスイッチング・レギュレータ自体の出
力を多回路化し、かつ、これらの出力を安定化させたス
イッチング・レギュレータが実用化されている。

従来のこの種の多回路出力を行うスイッチング・レギュ
レータとしては、例えば、第３〜５図に示されるような
ものがある。

まず、第３図のスイッチング・レギュレータから説明す
る。第３図において、変圧器１の２次側からは出力電圧
Ｖｏｌ、ＶＯ２が図示しない外部負荷に各々出力されて
いる。１次側と出力側とは、１次側電流をオン−オフす
るスイッチング・トランジスタ２がオンのとき、すなわ
ち、１次側に電流が流れているときに出力電圧Ｖｏｌお
よびＶＯ２を出力するいわゆる０Ｎ１０Ｎ方式（フォワ
ード方式）を構成している。ここで、出力電圧ｖ０２は
サンプリング電圧として取り出されて発振回路３に入力
され、発振回路３は上記出力電圧ｖ０２の大きさに応じ
て変化するようなパルス幅を持ったオン−オフ信号Ｓ１
を生成して、前記スイッチング・トランジスタ２に出力
する。スイッチング・トランジスタ２はオン−オフ信号
Ｓ、に基づいてオン−オフし、変圧器１の１次側の電流
をオン−オフして、出力電圧ＶＯ２側に出力する電力量
を変化させる。すなわち、出力電圧Ｖｏ２の値に基づい
て１次側から送られる電力量が制御され、これにより出
力電圧Ｖｏ２の安定化が図られている。

一方、出力電圧Ｖｏｌはマグアンプ（磁気増幅器）方式
により制御されており、このマグア、ンプ５には高透磁
率で閉磁路のコアに巻線をしたいわゆる可飽和リアクタ
が用いられている。なお、とのマグアンプ５は飽和前の
高インダクタンスと飽和後の低インダクタンスを利用し
て電力を制御するものである。すなわち、マグアンプ５
の巻線を通過する電流が大きいときインダクタンスが増
大して電力を低下させ、電流が小さいときこの反対の動
作をする。その結果、出力電圧Ｖｏｌから出力される電
力が出力電圧Ｖｏｌに応じて制御される。

第４図は第３図の出力電圧Ｖｏｌの制御方式としてチョ
ッパ一方式を用いたスイッチング・レギュレータであり
、出力電圧Ｖｏｌの出力径路上に直列挿入されたチョッ
パースイッチ６を設けている。出力電圧Ｖｏｌの電圧は
サンプリング電圧として発振回路７に出力され、発振回
路７は出力電圧Ｖｏｌの電圧に応じて変化するオン−オ
フ信号Ｓ２をチョッパースイッチ６に出力する。すなわ
ち、チョッパースイッチ６はオン−オフ信号Ｓ２によっ
てそのオン−オフタイミングがコントロールされ、出力
電圧Ｖｏｌに出力される電流を断続して出力電圧Ｖｏｌ
の電力を制御している。

第５図は第３図の出力電圧Ｖｏｌの制御方式としてシリ
ーズ・レギュレータ方式を用いたスイッチング・レギュ
レータであり、出力電圧Ｖｏｌの出力径路上にレギュレ
ータ・トランジスタ８を直列に挿入している。レギュレ
ータ・トランジスタ８はその内部抵抗が出力電圧Ｖｏｌ
によって変化され、出力電圧Ｖｏｌに出力される電流を
消費して出力電圧Ｖｏｌの電力を安定化させている。

したがって、上記何れの例もひとつのスイッチング・レ
ギュレータから２回路出力が得られ、かつ、この出力は
安定化されている。なお、第４．５図においては第３図
と同一構成部分には同一符号を付してその説明を省略し
ている。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このような従来のスイッチング・レギュ
レータにあっては、２回路出力の各々を単独に制御して
安定化を図る構成となっていたため、各出力回路毎に安
定化させるための制御手段が必要であった。例えば、マ
グアンプ方式にあっては発振回路３とマグアンプ５が必
要であり、また、チョッパ一方式にあっては発振回路３
と発振回路７が必要である。したがって、これらはコス
トを上昇させる要因となり好ましくない。さらに、シリ
ーズ・レギュレータ方式にあっては、電力の安定化分を
熱エネルギーに変換して消費しているので効率の面ある
いは信頼性の面で問題がある。

（発明の目的） そこで本発明は、スイッチング・レギュレータの代表的
な２方式、すなわち、０Ｎ１０Ｎ方式と０Ｎ１０ＦＦ方
式とでは、１次側電流のオン−オフ比およびオン−オフ
周波数に対する各々の方式の出力の変化傾向が同一でな
いことに着目し、０Ｎ１０Ｎ方式の出力によって上記オ
ン−オフ比をコントロールし、０Ｎ１０ＦＦ方式の出力
によって上記オン−オフ周波数をコントロールすること
により、１次側電流をオン−オフ制御する制御手段を単
一にして、回路の簡素化を図りつつ、安定化した２回路
出力が得られるスイッチング・レギュレータを提供する
ことを目的としている。

（発明の構成） 本発明は、上記目的を達成するため、１次巻線および２
つの２次巻線を有し、一方の２次巻線が１次巻線と逆極
性に接続され、他方の２次巻線が１次巻線と同極性に接
続されたトランスと、１周期がオン期間とオフ期間から
なるとともに、この周期が所定の周波数で繰り返される
オン−オフ信号に基づいて１次巻線の電流をオン−オフ
するスイッチング・トランジスタと、１次巻線の電流が
オフとなったときの一方の２次巻線に誘起された電圧か
ら第１の直流電圧を生成する第１直流電圧生成手段と、
１次巻線の電流がオンとなったときの他方の２次巻線に
誘起された電圧から第２の直流電圧を生成する第２直流
電圧生成手段と、第１の直流電圧に基づいて該オン−オ
フ信号の周波数を制＜Ｈし、第２の直流電圧に基づいて
オン−オフ信号のオン期間とオフ期間の比を制御するオ
ン−オフ制御手段と、を備えたことを特徴とするもので
ある。

以下、本発明の実施例に基づいて具体的に説明する。

第１．２図は本発明の一実施例を示す図であり、絶縁型
のスイッチング・レギュレータに適用したものである。

第１図において、１０はスイッチング・レギュレータで
あり、スイッチング・レギュレータ１０はトランスＴ１
スイッチング回路１１、第１電流生成手段１２、第２電
流生成手段１３、オン−オフ制御手段１４から構成され
ている。

トランスＴは１次巻線Ｔｐと２つの２次巻線Ｔｓ１、Ｔ
ａ２を有し、１次巻線Ｔｐ側にスイッチング回路１１が
、一方の２次巻線Ｔｓｌ側に第１電流生成手段１２、他
方の２次巻線Ｔｓ２側に第２電流生成手段１３が各々接
続されている。スイッチング回路１１はスイッチング・
トランジスタＱ１および直流電源Ｅからなり、スイッチ
ング・トランジスタＱ１のコレクタは１次巻線Ｔｐの一
端に接続され、１次巻線’ｒｐの他端は直流電源Ｅのプ
ラス側に接続されている。直流電源Ｅのマイナス側はス
イッチング・トランジスタＱ１のエミッタに接続され、
スイッチング・トランジスタＱ１のペースには抵抗Ｒ１
を介して後述するコンパレータＣＭＰからオン−オフ信
号Ｓｓｗが入力されている。

オン−オフ信号Ｓｓｗは、詳細は後述するが、略零電位
を基準として所定の正電位をピーク値とするパルス状の
信号であり、そのパルス幅とパルス周波数は所定の条件
で各個に制御されている。スイッチング・トランジスタ
Ｑ１は上記オン−オフ信号Ｓｓ−が正電位となるパルス
期間にあるときＯＮし、１次巻線Ｔｐを通してコレクタ
電流Ｉｃを流す。１次巻線Ｔｐには上記コレクタ電流Ｉ
ｃが流れ込むことによりエネルギーが蓄積される。第１
電流生成手段１２はダイオードＤ１、コンデンサＣ１、
ツェナーダイオードＺ１、トランジスタＱ２および抵抗
Ｒ２、Ｒ３からなり、所定の直流電圧（第１の直流電圧
）を生成するとともに、この電圧に比例して変化するサ
ンプル電圧を出力する。

第１電流生成手段１２は前述したように一方の２次巻線
Ｔｓｌに接続され、この２次巻線Ｔｓｌと１次巻線Ｔｐ
とは図中ドツトで示すように逆極性となっている。２次
巻線Ｔｓｌの図中ドツトのないタップにはダイオードＤ
１のアノードが接続され、図中ドツトが記されたタップ
はコンデンサＣＩを介してダイオードＤ１のカソードに
接続されている。上記スイッチング・トランジスタＱ１
がＯＦＦしてコレクタ電流１ｃが遮断され、コレクタ電
流１ｃの流し込みを継続させるようなフライバック電圧
Ｅ０が１次巻線Ｔｐに生じると、このフライバック電圧
Ｅ□が２次巻線Ｔｓｌにクランプされて、ダイオードＤ
１を順バイアスし、ダイオード電流ｔａ＋を流す。コン
デンサＣ１は充・放電を繰り返してリップル電流を流し
、上記ダイオード電流Ｉｄｌを平滑化して、直流の出力
電流ｒｏｌを生成する。コンデンサＣ１の両端にはツェ
ナーダイオードＺ１および抵抗Ｒ２が接続されるととも
に図外の負荷ＲＬ、が接続されており、これらのツェナ
ーダイオードＺ１、抵抗Ｒ２および負荷ＲＬ１の合成イ
ンピーダンスに流れる出力電流１゜１によって、所定の
直流電圧（第１の直流電圧）となる出力電圧Ｖｏｌを発
生する。したがって、第１電流生成手段１２は第１直流
電圧生成手段としての機能を有している。また、ツェナ
ーダイオードＺ１は所定のツェナー電圧Ｅ２１を持って
おり、出力電圧Ｖｏｌからツェナー電圧Ｅｅｌを引いた
電位が抵抗Ｒ２の両端に生じ、トランジスタＱ２のベー
スに印加される。トランジスタＱ２はベースに印加され
た電位に応じてコレクターエミッタ間の内部抵抗を変化
させ、後述のオン−オフ制御手段１４から流し込まれる
コレクタ電流を変化させる。

すなわち、コレクタ電流の変化は出力電圧Ｖｏｌに比例
して変化するサンプル電圧ｓａｍｐｌｅ　１となって出
力される。このサンプル電圧Ｓａｍｐｌｅ　１は後述の
オン−オフ制御手段１４において、オン−オフ信号Ｓｓ
ｗの周波数をコントロールするためのパラメータとして
用いられる。なお、第１図ではサンプル電圧Ｓ　ａｍｐ
ｌｅ　１をワイヤード接続して後述のオン−オフ制御手
段１４に出力しているが、これは説明の便宜を図るため
であり、実際にはトランスＴの１次側と２次側とを絶縁
するために、例えば、フォトカプラー等を用いてアイソ
レーション結合されている。

第２電流生成手段１３は、ダイオードＤ２、Ｄ３、チョ
ークコイルＬ１コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＺ
２、抵抗Ｒ４、Ｒ５およびトランジスタＱ３からなり、
所定の直流電圧（第２の直流電圧）を生成するとともに
、この電圧に比例して変化するサンプル電圧を出力する
。第２電流生成手段１３は前述したトランスＴの２次巻
線Ｔ’ｓｚ側に構成され、２次巻線ＴＳｔが１次巻線Ｔ
ｐと同極性となるように、各々の構成部品が接続されて
いる。

すなわち、２次巻線Ｔ”ｓｚの図中ドツトが記された端
子にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオード
Ｄ２のカソードはチョークコイルＬを介して、負荷ＲＬ
、に接続されている。また、ダイオードＤ２のカソード
と２次巻線Ｔ、２の図中ドツトが記されていない端子の
間はダイオードＤ３によって接続されており、さらに、
チョークコイルＬの負荷ＲＬ、側と２次巻線Ｔ３□の図
中ドツトが記されていない端子の間にコンデンサＣ２が
介装されている。上記ダイオードＤ２は前述のスイッチ
ング・トランジスタＱ１がＯＮＬ、ている間、順バイア
スとなって導通し、ダイオード電流Ｉｄ２を流す。ダイ
オード電流１ｄ□はチョークコイルＬに流れ込んでエネ
ルギーを蓄え、さらにコンデンサＣ２を充電しつつ、出
力電流Ｉｏ２となって負荷ＲＬ！に出力される。前記ス
イッチング・トランジスタＱ１がＯＦＦするとチョーク
コイルＬにはダイオード電流■４□を継続させる方向に
電位（蓄えられたエネルギーに応じた電位）が生じ出力
電流１ｏ２を継続するとともに、チョークコイルＬ→コ
ンデンサＣ２→ダイオードＤ３→チョークコイルＬと電
流が流れてコンデンサＣ２の充電を継続する。チョーク
コイルＬのエネルギーが減少してダイオードＤ３の順方
向電位以下になると、ダイオードＤ３はＯＦＦし、コン
デンサＣ２は負荷ＲＬ、に向けて放電を開始し、出力電
流Ｉｏ２を継続する。コンデンサＣ２の両端にはツェナ
ーダイオードＺ２および抵抗Ｒ４が接続されるとともに
、既に述べた負荷ＲＬ２が接続されており、これらのツ
ェナーダイオードＺ２、抵抗Ｒ４および負荷ＲＬ、の合
成インピーダンスが流れる出力電流Ｉｏ２によって、所
定の直流電圧（第２の直流電圧）となる出力電圧Ｖｏ２
を発生する。したがって、第１電流生成手段１３は第２
直流電圧生成手段としての機能を有している。また、ス
イッチング・トランジスタ２は所定のツェナー電圧Ｅ２
□を持っており、出力電圧ＶＯ２からツェナー電圧Ｅ２
□を引いた電位が抵抗Ｒ４の両端に生じ、スイッチング
・トランジスタＱ３のベーＡに０７ＪＣ”れる。

スイッチング・トランジスタＱ３はベースに印加された
電位に応じてコレクターエミッタ間の内部抵抗を変化さ
せ、後述のオン−オフ制御手段１４から流し込まれるコ
レクタ電流を変化させる。すなわち、コレクタ電流の変
化は出力電圧Ｖｏ２に比例して変化するサンプル電圧Ｓ
　ａｍｐｌｅ　２となって出力される。サンプル電圧３
　ａｍｐｌｅ　２は後述のオン−オフ制御手段１４にお
いて、オン−オフ信号ＳＳ−のオン−オフ比をコントロ
ールするためのパラメータとして用いられる。なお、第
１図ではサンプル電圧３　ａｍｐｌｅ　２をワイヤード
接続して後述のオン−オフ制御手段１４に出力している
が、これは説明の便宜を図るためであり、実際には前記
第１電流生成手段１２と同様にトランスＴの１次側と２
次側とを絶縁するために、例えば、フォトカプラー等を
用いてアイソレーション接続されている。

オン−オフ制御手段１４は鋸歯状波発生回路１４ａおよ
びパルス幅制御回路１４ｂの２つの回路からなっており
、鋸歯状波発生回路１４ａは信号発生用集積回路ＩＣ、
トランジスタＱ４、抵抗Ｒ７〜９およびコンデンサＣ３
から構成される。信号発生用集積回路ＩＣは外付けされ
たＲ−Ｃの時定数に応じた鋸歯状波を発生する集積回路
であり、例えば、テキサスインストルメント社の単安定
マルチバイブレータ（タイプＮ’Ｅ５５５）が用いられ
る。信号発生用集積回路ＩＣのリセ７）端子Ｒ３Ｔおよ
び電源端子ＶＣＣは直流電源Ｅのプラス側（以下、プラ
ス電源という）に接続され、スレッショルド端子ＴＨと
トリガ端子ＴＲＩＧは互いに接続され、コンデンサＣ３
を介して直流電源Ｅのマイナス側（以下、グランドとい
う）に接続されている。また、コンデンサＣ３のスレ・
ノショルド端子ＴＨおよびトリガ端子ＴＲＩＧに接続さ
れている側は抵抗Ｒ７を介してディスチャージ端子ＤＩ
ＳＨに接続され、さらに、ディスチャージ端子Ｄ　Ｉ　
Ｓ　Ｈは抵抗Ｒ８を介してプラス電源に接続されている
。

抵抗Ｒ８の両端にはスイッチング・トランジスタＱ４の
コレクタおよびエミッタが接続され、スイッチング・ト
ランジスタＱ４のベースには抵抗Ｒ９を介してプラス電
源が印加されている。この抵抗Ｒ９には前述した第１電
流生成手段１２からの出力電圧Ｖｏｌと比例の関係にあ
るサンプル電圧ｓａｍｐｌｅ　１が流れており、サンプ
ル電圧Ｓ　ａｍｐｌｅ　１に応じた電圧が抵抗Ｒ９の両
端に発生してトランジスタＱ４のバイアスを変え、内部
抵抗を変化させる。

ここで、信号発生用集積回路ＩＣの動作を説明すると、
コンデンサＣ３の電位がスレッショルド端子ＴＨにより
モニターされ、内部のスレッショルドレベルと比較され
る。仮に、Ｃ３＜ＴＨのときは、ディスチャージ端子Ｄ
ＩＳＨが開放状態となり、プラス電源から抵抗Ｒ８、Ｒ
７を介してコンデンサＣ３に電流が流れ込み、コンデン
サＣ３が充電される。このときの充電速度は上記抵抗Ｒ
７、Ｒ８およびコンデンサＣ３の値とトランジスタＱ４
のそのときの内部抵抗（エミッターコレクタ間抵抗）に
よって決定される。すなわち、トランジスタＱ４の内部
抵抗はサンプル電圧Ｓ　ａｍｐｌｅｌの大きさによって
可変され、抵抗Ｒ８との合成抵抗値が変えられる。した
がって、コンデンサＣ３の充電速度（電位上昇の傾斜）
がサンプル電圧Ｓ　ａｍｐｌｅ　１に応じて制御される
。一方、コンデンサＣ３の電位がスレッショルドレベル
を越えると、ディスチャージ端子ＤＩＳＨがグランドさ
れ抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ３が急速に放電される
。

この放電速度は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３の値で決定さ
れ、これらは可変要素がないので、常に一定の時定数で
放電される。その結果、コンデンサＣ３の電位は零電位
からプラス電源に向けて所定の傾斜で上昇し、スレッシ
ョルドレベルで急速に零電位に復帰するような鋸歯状波
信号Ｓ　ｏｓｃとなって生成される。また、その傾斜は
サンプル電圧Ｓａｍｐｌｅ　１の大きさ、すなわち、第
１電流生成手段１２の出力電圧Ｖｏｌの大きさに応じて
変化し、鋸歯状波の繰り返し周期（周波数に対応する）
が可変制御される。

一方、オン−オフ制御手段１４のもうひとつの回路であ
るパルス幅制御回路１４ｂは、トランジスタＱ５、コン
パレータＣＭＰ、抵抗Ｒ１０〜１２から構成されている
。トランジスタＱ５のエミッタにはプラス電源が印加さ
れ、コレクタは抵抗Ｒ１１を介してグランドに接続され
ている。また、エミッターコレクタの間には抵抗ＲＩＯ
が接続され、ベースには抵抗Ｒ１２を介してプラス電源
が印加されている。この抵抗Ｒ１２には前述の第２電流
生成手段１３からの出力電圧Ｖｏ２と比例の関係にある
サンプル電圧Ｓａｍｐｌｅ　２が流れており、サンプル
電圧Ｓａｎ＋ｐｌｅ　２に応じた電圧が抵抗Ｒ１２の両
端に発生してトランジスタＱ５のバイアスを変え内部抵
抗を変化させる。すなわち、トランジスタＱ５の内部抵
抗とトランジスタＱ５のエミッターコレクタ間に接続さ
れた抵抗ＲＩＯとの合成抵抗値を出力電圧ＶＯ２の大き
さに応じて変化させる。抵抗Ｒ１１に流れる電流は上記
合成抵抗を流れる電流と等しいから抵抗Ｒ１１の両端に
生じる電圧もサンプル電圧Ｓ　ａｍｐｌｅ　２の大きさ
に応じて変化し、この電圧がスライスレベルＳＬとして
コンパレータＣＭＰのマイナス端子に印加される。コン
パレータＣＭＰのプラス端子には前述の周波数発生回路
１４ａからの鋸歯状波信号Ｓ　ｏｓｃが印加されており
、コンパレータＣＭＰは鋸歯状波信号５ｏｓｃとスライ
スレベルＳＬとを比較し、５ｏｓｃ＞ＳＬのときハイレ
ベルとなるオン−オフ信号Ｓｓ−を生成して、前述した
スイッチング・トランジスタＱ１に出力する。

上記周波数発生回路１４ａおよびパルス幅制御回路１４
ｂからなるオン−オフ制御手段１４は、サンプル電圧Ｓ
ａｍｐｌｅ　１　　（出力電圧Ｖｏｌに相当する）に基
づいてオン−オフ信号Ｓｓｗの周期の繰り返し数を制御
し、サンプル電圧Ｓａｍｐｌｅ　２　（出力電圧ＶＯ２
に相当する）に基づいてオン−オフ信号Ｓｓｗのオン期
間とオフ期間の比、すなわち、オン−オフ比を制御する
オン−オフ制御手段としての機能を有している。

次に、作用を説明する 一般に、ひとつのスイッチング・レギュレータから多回
路出力が得られ、かつこれらの出力が安定化されるもの
としては、既に述べたように種々のものが公知となって
いる。ところが、これらは各回路毎に出力を安定化させ
る制御手段が各々設けられており、これに起因する不具
合（例えば、コスト上昇および効率や信頼性の低下）が
生じていた。そこで本実施例は、スイッチング・レギュ
レータの代表的な２方式、すなわち、０Ｎ１０Ｎ方式と
０Ｎ１０ＦＦ方式とでは、１次側電流の諸元変化（オン
−オフ比およびオン−オフ周波数）に対する出力の変化
傾向が同一でないことに着目し、上記各方式を１次電流
を共通にして合体させるとともに、ＯＮ１０　Ｎ方式の
出力によって上記オン−オフ比をコントロールし、さら
に、０Ｎ１０ＦＦ方式の出力によって上記オン−オフ周
波数をコントロールしている。これにより、ひとつのス
イッチング・レギュレータから安定化された２回路出力
が得られるとともに、各回路の出力を安定化させる制御
手段が単一となるので上記不具合も解決される。

ここで、上記１次電流の諸元変化に対する各方式の出力
の変化傾向が同一でないことを具体的に説明する。すな
わち、スイッチング・トランジスタＱ１がＯＮしている
期間に１次巻線Ｔｐにエネルギーを蓄積し、スイッチン
グ・トランジスタＱｌがＯＦＦしたときこの蓄積エネル
ギーを２次巻線Ｔｓｌより取り出して出力電圧Ｖｏｌと
するいわゆる０Ｎ１０ＦＦ方式では、出力電圧Ｖｏｌは
次式■に従って求められる。

・・・・・・■ 但し、Ｌｐ：Ｔｐのインダクタンス ＴＯＮ　：　Ｑ　１のＯＮ時間 ＴＯＦＦ　　：　Ｑ　ｌのＯＦＦ時間 すなわち、出力電圧ＶｏｌはトランスＴの巻線比（１次
巻線’ｒｐと２次巻線ＴＳ２の巻線比）では決定されず
、スイッチング・トランジスタＱ１のＯＮ時間とＯＦＦ
時間の比（１次電流のオン−オフ比に相当する）と、１
次巻線Ｔｐのインダクタンスの大きさおよび負荷ＲＬ、
によって決定される。さらに、上記０式は次式■のよう
に展開でき、 ・・・・・・■ ここで、ＴＯＮ／　（ＴＯＮ　＋　Ｔａｒｔ　）はＯＮ
時間ＴＯＨのデユーティ比りを表しており、また、Ｔ０
８は、ＴＯＮ＝　Ｄ　／　Ｆ　　（但し、Ｆ　＝　１　
／　（ＴＯＮ＋　ＴＯＦＦ））だから、 したがって、 Ｖｏｌ＝ＥＸＤＸ９丁璽７７面 ・・・・・・■ すなわち、ＯＮ１０　Ｆ　Ｆ方式の出力電圧Ｖａｔは、
直流電源Ｅ１スイッチング・トランジスタＱ１のオン−
オフ比、負荷ＲＬ、およびスイッチング・トランジスタ
Ｑ１のオン−オフの繰り返し周波数（Ｆ）によって決定
され、これらの諸元が変化すると出力電圧Ｖｏｌの大き
さも変化する。

一方、スイッチング・トランジスタＱ１がＯＮしている
期間に、２次巻線ＴＳ２にエネルギーを取り出して出力
電圧Ｖｏ２とするいわゆる０Ｎ１０Ｎ方式では、出力電
圧Ｖｏ２は次式■に従って求められる。

Ｎｐ 但し、Ｎｐ：Ｔｐの巻線数 Ｎｓｚ　　：Ｔａ２の巻線数 すなわち、上式〇から明らかなように、０Ｎ１０Ｎ方式
ではスイッチング・トランジスタＱ１のオン−オフ比（
Ｄ）のみの影響を受け、スイッチング・トランジスタＱ
１のオン−オフの繰り返し周波数（Ｆ）の影響を受けな
い。以上のことから、スイッチング・トランジスタＱ１
のオン−オフ比を変えずに周波数のみを変化させるとＯ
Ｎ１０　ＦＦ方式の出力電圧Ｖｏｌのみが制御され、ま
た、オン−オフ比を変えると０Ｎ１０ＦＦおよび０Ｎ１
０Ｎ両方式の出力、すなわち出力電圧Ｖｏｌと出力電圧
Ｖｏ２がともに制御されることとなる。

以下、回路動作を第２図に示す各部の波形図を参照しつ
つ説明する。

いま、出力電圧Ｖｏｌが第２図（ａ）中（イ）で示すよ
うに上昇傾向にあるとき、抵抗Ｒ２両端に生じる電圧も
ともに上昇傾向にある。この抵抗Ｒ２に生じた電圧によ
ってトランジスタＱ２のエミッターコレクタ間の内部抵
抗が減少方向に変化し、サンプル電圧Ｓ　ａｍｐｌｅ　
１を多く流し込む。サンプル電圧Ｓａｍｐｌｅ　１の増
加は抵抗Ｒ９の電圧を上昇させ、これによりトランジス
タＱ４のエミッターコレクタ間の内部抵抗が減少して、
抵抗Ｒ８との合成抵抗値を減少させる。この合成抵抗値
の減少はコンデンサＣ３の充電時定数を減少させること
となり、コンデンサＣ３の充電速度が速められる。その
結果、コンデンサ０３両端における充電電位の時間変化
、すなわち、鋸歯状波の立上りの傾斜が急峻となり、鋸
歯状波１波あたりの周期が短縮される。この周期の短縮
によって繰り返し周期数（周波数）が上昇した鋸歯状波
信号５ｏｓｃは、第２図（Ｃ）で示すように、スライス
レベルＳＬ　　（出力電圧Ｖｏ２に比例して変化する）
と比較される。これにより、第２図（ｄ）で示すような
オン期間を示すパルス波形（パルスがないところはオフ
期間を示す）が生成され、このパルス波形はオン−オフ
信号Ｓｓ−としてスイッチング・トランジスタＱ１のス
イッチング駆動に用いられる。

スイッチング・トランジスタＱ１はオン−オフ信号Ｓｓ
ｗに応じてオン−オフ動作し、オン期間において１次巻
ｖｆ、Ｔｐを励磁するコレクタ電流１ｃを流す。コレク
タ電流１ｃが流れたことによる磁束の変化はリアルタイ
ムに２次巻線Ｔｓ２から２次出力として取り出され出力
電圧Ｖｏ２が生成されるとともに、コレクタ電流１ｃは
１次巻線Ｔｐにエネルギーを蓄え、このエネルギーは、
スイッチング・トランジスタＱ１のオフ期間において１
次巻線Ｔｐ両端にフライハック電圧を発生させる。

すなわち、このフライバック電圧が２次巻線Ｔｓ１に送
られて出力電圧Ｖｏｌを生成する。

以上のように、出力電圧Ｖｏｌの上昇に伴ってオン−オ
フ信号Ｓｓｗの周波数が上昇し、１次巻線’ｒｐを流れ
る１次電流の諸元（周波数Ｆ）がコントロールされると
、前式■、■から明らかなように出力電圧Ｖｏｌが減少
方向に制御され、また、このとき出力電圧ＶＯ２は変化
しない。

一方、第２図（ｂ）中（ロ）で示すように出力電圧ＶＯ
２が減少傾向を示した場合は、コンパレータＣＭＰにお
いて出力電圧ＶＯ２に比例して変化するスライスレベル
ＳＬと鋸歯状波信号５ｏｓｃが比較され、第２図（ｄ）
で示すようにオン期間の割合が増加するようにオン−オ
フ比が制御される。したがって、１次巻線Ｔｐを流れる
１次電流の諸元（オン−オフ比）がコントロールされて
、出力電圧Ｖｏｌおよび出力電圧Ｖｏ２がともに上昇方
向に制御される。このとき、出力電圧Ｖｏｌは上昇制御
される必要がないので、前述したオン−オフ信号Ｓｓ−
の周波数の変化となってあられれ、出力電圧Ｖｏｌの上
昇を阻止する。すなわち、出力電圧ＶＯ２の・みが上昇
することとなり、出力電圧Ｖｏ２の減少傾向が補正され
る。

このように本実施例では、１次巻線を共通にして、０Ｎ
１０ＦＦ方式とＯＮ１０　Ｎ方式のスイッチング・レギ
ュレータを構成し、ＯＮ１０　Ｆ　Ｆ方式の出力電圧Ｖ
ｏｌにより、出力電圧Ｖｏｌの決定要素のひとつである
１次巻線を流れる１次電流のオン−オフ周波数をフィー
ドバック制御し、さらに、ＯＮ１０　Ｎ方式の出力電圧
Ｖｏ２により、該１次電流のオン−オフ比をフィードバ
ック制御している。したがって、出力電圧Ｖｏｌが変動
したときには、１次電流のオン−オフ周波数が出力電圧
Ｖｏｌの変動に応じて変化し、出力電圧■０１の変動が
抑制される。また、このとき出力電圧ＶＯ２はオン−オ
フ周波数の影響を受けないので、何ら変化をきたさない
。すなわち、出力電圧Ｖ０１のみが適正に制御されるこ
ととなる。一方、出力電圧Ｖｏ２が変動すると、１次電
流のオン−オフ比が出力電圧Ｖｏ２の変動に応じて変化
し、出力電圧Ｖｏ２の変動が抑制される。このとき、出
　　・力電圧Ｖｏｌも影響を受けて変化しようとするが
、この変化は上記１次電流のオン−オフ周波数の変化を
促すため、出力電圧Ｖｏｌの変化は阻止される。すなわ
ち、出力電圧Ｖｏ２のみが適正に制御されることとなる
。

なお、本実施例では、前式〇、■から明らかなように、
直流電源Ｅの変動、さらに負荷ＲＬ、の変動にも適切に
対応し、出力電圧Ｖｏｌおよび出力電圧ＶＯ２を安定化
させる。すなわち、直流電源Ｅが減少すると削代■、■
から出力電圧ＶｏｌおよびＶＯ２が減少傾向を示す。ま
た、負荷ＲＬ。

が変動すると削代■から出力電圧Ｖｏｌが変動する。こ
れらの出力電圧Ｖｏｌおよび出力電圧■０２の変動は、
前述した制御動作によって補正され、安定化が図られる
。

（効果） 本発明によれば、０Ｎ１０ＦＦ方式と０Ｎ１０Ｎ方式と
を１次巻線を共通にして構成し、０Ｎ１０ＦＦ方式の出
力によって１次巻線を流れる電流のオン−オフ周波数を
制御し、ＯＮ１０　Ｎ方式の出力によって１次巻線を流
れる電流のオン−オフ比を制御することができ、１次電
流を制御する制御手段を単一にして回路の筒素化を図り
つつ、安定化した２回路電源出力を得ることができる。

すなわち、別個に制御手段、例えば、マグアンプやチョ
ッパーあるいはシリーズ・レギュレータ等を設ける必要
がなく、コスト、効率、および信顛性の面で優れている
。

【図面の簡単な説明】

第１．２図は本発明に係るスイッチング・レギュレータ
の一実施例を示す図であり、第１図はそのスイッチング
・レギュレータの回路図、第２図（ａ）〜（ｅ）はその
動作を説明するための各部の波形を示すタイミングチャ
ートである。 第３〜５図は従来のスイッチング・レギュレータを示す
図であり、第３図はそのマグアンプ方式を用いた２回路
出力のスイッチング・レギュレータの回路図、第４図は
そのチョッパ一方式を用いた２回路出力のスイッチング
・レギュレータの回路図、第５図はそのシリーズ・レギ
ュレータ方式を用いた２回路出力のスイッチング・レギ
ュレータの回路図である。 Ｔ・・・・・・トランス、 Ｑｌ・・・・・・スイッチング・トランジスタ、１２・
・・・・・第１電流生成手段（第１直流電圧生成手段）
、 １３・・・・・・第２電流生成手段（第２直流電圧生成
手段）、 １４・・・・・・オン−オフ制御手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １次巻線および２つの２次巻線を有し、一方の２次巻線
   が１次巻線と逆極性に接続され、他方の２次巻線が１次
   巻線と同極性に接続されたトランスと、１周期がオン期
   間とオフ期間からなるとともに、この周期が所定の周波
   数で繰り返されるオン−オフ信号に基づいて１次巻線の
   電流をオン−オフするスイッチング・トランジスタと、
   １次巻線の電流がオフとなったときの一方の２次巻線に
   誘起された電圧から第１の直流電圧を生成する第１直流
   電圧生成手段と、１次巻線の電流がオンとなったときの
   他方の２次巻線に誘起された電圧から第２の直流電圧を
   生成する第２直流電圧生成手段と、第１の直流電圧に基
   づいて該オン−オフ信号の周波数を制御し、第２の直流
   電圧に基づいてオン−オフ信号のオン期間とオフ期間の
   比を制御するオン−オフ制御手段と、を備えたことを特
   徴とするスイッチング・レギュレータ。