JPS6318886B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6318886B2 JPS6318886B2 JP56009613A JP961381A JPS6318886B2 JP S6318886 B2 JPS6318886 B2 JP S6318886B2 JP 56009613 A JP56009613 A JP 56009613A JP 961381 A JP961381 A JP 961381A JP S6318886 B2 JPS6318886 B2 JP S6318886B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- slot
- conductor
- slot line
- coupling point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/16—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes
- H03B19/18—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes and elements comprising distributed inductance and capacitance
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、平衡不平衡変換回路（以下バランと
呼ぶ。）を用いるマイクロ波帯およびミリ波帯に
おける小形で回路構成の自由度の大きいMIC（マ
イクロ波集積回路）化周波数逓倍器に関するもの
である。
呼ぶ。）を用いるマイクロ波帯およびミリ波帯に
おける小形で回路構成の自由度の大きいMIC（マ
イクロ波集積回路）化周波数逓倍器に関するもの
である。
第１図Ａ及びＢは、従来実現されているMIC
化周波数２逓倍器の例である。第１図において、
１はコプレナ線路、２は基本波電圧、３は第１の
ダイオード、４は第２のダイオード、５は奇数次
の高調波成分、６は金属ブリツジ、７はスロツト
線路、８は偶数次の高調波成分、９は入力端子、
１０は出力端子である。
化周波数２逓倍器の例である。第１図において、
１はコプレナ線路、２は基本波電圧、３は第１の
ダイオード、４は第２のダイオード、５は奇数次
の高調波成分、６は金属ブリツジ、７はスロツト
線路、８は偶数次の高調波成分、９は入力端子、
１０は出力端子である。
コプレナ線路１から入力された基本波電圧２は
実線矢印のように、第１のダイオード３と第２の
ダイオード４に互いに逆位相で加わる。ダイオー
ドの非線形性のために生じた電流の高調波成分の
うち偶数次の高調波成分８は、破線矢印のように
生ずる。コプレナ線路には、金属ブリツジ６がつ
けられているため、一点鎖線で示す位相関係のモ
ードだけが伝搬できるようになつているので、偶
数次の高調波成分はコプレナ線路側には伝搬せ
ず、スロツト線路７の側に伝搬する。一方、奇数
次の高調波成分５は一点鎖線矢印のように生ずる
ため、コプレナ線路側には伝搬するが、スロツト
線路側には伝搬しない。このように、ダイオード
の非線形性によつて生ずる高調波のうち奇数次の
ものを入力端子９の側に、偶数次のものを出力端
子１０の側に分離して取り出すことができるため
簡易なフイルタを用いることにより容易に希望す
る逓倍波だけを出力側に取り出すとができる。
実線矢印のように、第１のダイオード３と第２の
ダイオード４に互いに逆位相で加わる。ダイオー
ドの非線形性のために生じた電流の高調波成分の
うち偶数次の高調波成分８は、破線矢印のように
生ずる。コプレナ線路には、金属ブリツジ６がつ
けられているため、一点鎖線で示す位相関係のモ
ードだけが伝搬できるようになつているので、偶
数次の高調波成分はコプレナ線路側には伝搬せ
ず、スロツト線路７の側に伝搬する。一方、奇数
次の高調波成分５は一点鎖線矢印のように生ずる
ため、コプレナ線路側には伝搬するが、スロツト
線路側には伝搬しない。このように、ダイオード
の非線形性によつて生ずる高調波のうち奇数次の
ものを入力端子９の側に、偶数次のものを出力端
子１０の側に分離して取り出すことができるため
簡易なフイルタを用いることにより容易に希望す
る逓倍波だけを出力側に取り出すとができる。
しかしながら、第１図に示した従来の例におい
ては、回路パタンは基板の片側の面だけを利用し
て形成されているため導波管やマイクロストリツ
プ線路などで構成される外部回路の線路への変換
部分の回路寸法が大きくなる。また、この例では
高周波の阻止用として回路製作が複雑かつ再現性
の良くない金属ブリツジが必要であるため、回路
の高周波化も困難である。
ては、回路パタンは基板の片側の面だけを利用し
て形成されているため導波管やマイクロストリツ
プ線路などで構成される外部回路の線路への変換
部分の回路寸法が大きくなる。また、この例では
高周波の阻止用として回路製作が複雑かつ再現性
の良くない金属ブリツジが必要であるため、回路
の高周波化も困難である。
従つて本発明は従来の技術の上記欠点を改善す
るもので、その目的は誘導体基板の両面を有効に
利用することにより回路構成を簡易化するととも
に回路寸法の小形化を図り、さらに同時に許容電
力をより高める点にある。
るもので、その目的は誘導体基板の両面を有効に
利用することにより回路構成を簡易化するととも
に回路寸法の小形化を図り、さらに同時に許容電
力をより高める点にある。
本発明は、誘導体基板の両面にそれぞれ形成し
たマイクロストリツプ線路とスロツト線路の変換
回路を用いることを基本とし、その特徴は、誘導
体基板の第１の表面の導体にもうけられるスロツ
トにより形成される第１，第２及び第３のスロツ
ト線路と、前記導体を接地導体とし誘電体基板の
別の表面にもうけられる細長の導体とにより構成
される一端開放のマイクロストリツプ線路とを有
し、第１及び第２のスロツト線路の一端を第１の
結合点で結合するとともに該スロツト線路を該結
合点でマイクロストリツプ線路と直交するごとく
結合し、第１及び第２のスロツト線路の他端と第
３のスロツト線路の一端を第２の結合点で結合
し、第３のスロツト線路の他端を入力端子としマ
イクロストリツプ線路を出力端子とし、１対のダ
イオードを第１及び第２のスロツト線路により分
割された導体の間に同極性で橋絡接続するごとき
MIC化周波数逓倍器にある。以下図面により実
施例を説明する。
たマイクロストリツプ線路とスロツト線路の変換
回路を用いることを基本とし、その特徴は、誘導
体基板の第１の表面の導体にもうけられるスロツ
トにより形成される第１，第２及び第３のスロツ
ト線路と、前記導体を接地導体とし誘電体基板の
別の表面にもうけられる細長の導体とにより構成
される一端開放のマイクロストリツプ線路とを有
し、第１及び第２のスロツト線路の一端を第１の
結合点で結合するとともに該スロツト線路を該結
合点でマイクロストリツプ線路と直交するごとく
結合し、第１及び第２のスロツト線路の他端と第
３のスロツト線路の一端を第２の結合点で結合
し、第３のスロツト線路の他端を入力端子としマ
イクロストリツプ線路を出力端子とし、１対のダ
イオードを第１及び第２のスロツト線路により分
割された導体の間に同極性で橋絡接続するごとき
MIC化周波数逓倍器にある。以下図面により実
施例を説明する。
第２図Ａ〜Ｃは、本発明の実施例であつて、７
及び１１は第１及び第２のスロツト線路、１２は
第３のスロツト線路、１３及び１４は各々第２及
び第１の結合点、３および４はダイオード、１５
および１６はスロツト線路により分割された導体
領域、１７はマイクロストリツプ線路、２，１８
および１９は基本波電圧、５および２０は奇数次
の高調波成分、８および２１は偶数次の高調波成
分、２２は直流バイアスを印加するための直流リ
ターン回路で直流電源２２ａに接続される。９は
第３のスロツト線路１２の一端の入力端子、１０
はマイクロストリツプ線路１０の一端の出力端子
を表わしている。
及び１１は第１及び第２のスロツト線路、１２は
第３のスロツト線路、１３及び１４は各々第２及
び第１の結合点、３および４はダイオード、１５
および１６はスロツト線路により分割された導体
領域、１７はマイクロストリツプ線路、２，１８
および１９は基本波電圧、５および２０は奇数次
の高調波成分、８および２１は偶数次の高調波成
分、２２は直流バイアスを印加するための直流リ
ターン回路で直流電源２２ａに接続される。９は
第３のスロツト線路１２の一端の入力端子、１０
はマイクロストリツプ線路１０の一端の出力端子
を表わしている。
スロツト線路７と１１は結合点１３でスロツト
線路１２と結合され、また結合点１４でマイクロ
ストリツプ線路１７と結合されている。ここでス
ロツト線路７と１１の長さは等しいか、又はλ／２ の整数倍の差を有し、結合点で合成又は打ち消し
が効果的に行なわれるようにする。マイクロスト
リツプ線路１７の結合点１４からの長さＬは結合
量に従つて適宜設計される。ダイオード３および
４はそれぞれスロツト線路７および１１に導体１
５と１６を橋絡してマウントされている。ダイオ
ード３および４の２つの電極はそれぞれ導体領域
１５および１６に、極性が同じになるように（同
極性で）接続されている。つまりダイオード３の
アノードとダイオード４のアノードが導体１５に
接続され、ダイオード３と４のカソードが導体１
６に接続されるか、又はダイオード３と４のアノ
ードが導体１６に接続されると共にダイオード３
と４のカソードが導体１５に接続される。スロツ
ト線路１２は入力端子９、マイクロストリツプ線
路１７は出力端子１０となる。
線路１２と結合され、また結合点１４でマイクロ
ストリツプ線路１７と結合されている。ここでス
ロツト線路７と１１の長さは等しいか、又はλ／２ の整数倍の差を有し、結合点で合成又は打ち消し
が効果的に行なわれるようにする。マイクロスト
リツプ線路１７の結合点１４からの長さＬは結合
量に従つて適宜設計される。ダイオード３および
４はそれぞれスロツト線路７および１１に導体１
５と１６を橋絡してマウントされている。ダイオ
ード３および４の２つの電極はそれぞれ導体領域
１５および１６に、極性が同じになるように（同
極性で）接続されている。つまりダイオード３の
アノードとダイオード４のアノードが導体１５に
接続され、ダイオード３と４のカソードが導体１
６に接続されるか、又はダイオード３と４のアノ
ードが導体１６に接続されると共にダイオード３
と４のカソードが導体１５に接続される。スロツ
ト線路１２は入力端子９、マイクロストリツプ線
路１７は出力端子１０となる。
次に、この回路の動作を説明する。入力端子９
から入力された基本波は結合点１３で分岐しスロ
ツト線路７および１１を伝搬する。スロツト線路
７および１１を伝搬する基本波の電圧１８および
１９は、図のように実線矢印の向きにダイオード
３および４に印加される。ダイオードの非線形性
によつて生ずる電流の高調波成分のうち奇数次の
成分５および２０は図のように一点鎖線矢印の向
きに生じ、偶数次の高調波成分８および２１は図
のように破線矢印の向きに生ずる。スロツト線路
７および１１の長さ（すなわち結合点１３から１
４までの距離）を等しくし、かつダイオード３お
よび４を結合点１３から等距離の点にマウントす
ると、奇数次の高調波は結合点１３では互いに同
相で合成されるが、結合点１４では互いに逆相で
打ち消し合う。また偶数次の高調波は結合点１３
では互いに逆相で打ち消し合うが、結合点１４で
は互いに同相で合成される。同相で合成された偶
数次の高調波は結合点１４でスロツト線路からマ
イクロストリツプ線路１７に結合され出力端子１
０から取り出される。このようにダイオードの非
線形性によつて生ずる高調波のうち、奇数次のも
のを入力端子９の側に、偶数次のものを出力端子
１０の側に分離して取り出すことができるため、
簡易なフイルタを用いることにより容易に希望す
る逓倍波だけを出力側に取り出すことができる。
から入力された基本波は結合点１３で分岐しスロ
ツト線路７および１１を伝搬する。スロツト線路
７および１１を伝搬する基本波の電圧１８および
１９は、図のように実線矢印の向きにダイオード
３および４に印加される。ダイオードの非線形性
によつて生ずる電流の高調波成分のうち奇数次の
成分５および２０は図のように一点鎖線矢印の向
きに生じ、偶数次の高調波成分８および２１は図
のように破線矢印の向きに生ずる。スロツト線路
７および１１の長さ（すなわち結合点１３から１
４までの距離）を等しくし、かつダイオード３お
よび４を結合点１３から等距離の点にマウントす
ると、奇数次の高調波は結合点１３では互いに同
相で合成されるが、結合点１４では互いに逆相で
打ち消し合う。また偶数次の高調波は結合点１３
では互いに逆相で打ち消し合うが、結合点１４で
は互いに同相で合成される。同相で合成された偶
数次の高調波は結合点１４でスロツト線路からマ
イクロストリツプ線路１７に結合され出力端子１
０から取り出される。このようにダイオードの非
線形性によつて生ずる高調波のうち、奇数次のも
のを入力端子９の側に、偶数次のものを出力端子
１０の側に分離して取り出すことができるため、
簡易なフイルタを用いることにより容易に希望す
る逓倍波だけを出力側に取り出すことができる。
第３図Ａ〜Ｃは、本発明の別の実施例であつ
て、７および１１はスロツト線路、１３，１４お
よび２４は結合点、３および４はダイオード、１
５および１６はスロツト線路により分割された導
体領域、１７および２３はマイクロストリツプ線
路、１８および１９は基本波電圧、５および２０
は奇数次の高調波成分、８および２１は偶数次の
高調波成分、２２は直流リターン回路を表わして
いる。
て、７および１１はスロツト線路、１３，１４お
よび２４は結合点、３および４はダイオード、１
５および１６はスロツト線路により分割された導
体領域、１７および２３はマイクロストリツプ線
路、１８および１９は基本波電圧、５および２０
は奇数次の高調波成分、８および２１は偶数次の
高調波成分、２２は直流リターン回路を表わして
いる。
本回路は第２図に示した実施例の回路を２個並
列に接続したものであり、動作原理は第２図の回
路と同じである。ただし、(1)入力端子は、第２図
ではスロツト線路１２であつたのに対し、第３図
ではストリツプ線路２３としている、(2)出力端子
は、第２図では１本のストリツプ線路１７であつ
たのに対し、第３図では２本のストリツプ線路１
７を結合点２４で結合している、(3)ダイオードの
数は、第２図では２個であつたのに対し、第３図
では４個になつている、点が第３図の実施例の回
路が第２図の場合と異なる点である。このように
することにより、第２図の実施例の長所を生かす
と同時に高電力化を図ることができる。
列に接続したものであり、動作原理は第２図の回
路と同じである。ただし、(1)入力端子は、第２図
ではスロツト線路１２であつたのに対し、第３図
ではストリツプ線路２３としている、(2)出力端子
は、第２図では１本のストリツプ線路１７であつ
たのに対し、第３図では２本のストリツプ線路１
７を結合点２４で結合している、(3)ダイオードの
数は、第２図では２個であつたのに対し、第３図
では４個になつている、点が第３図の実施例の回
路が第２図の場合と異なる点である。このように
することにより、第２図の実施例の長所を生かす
と同時に高電力化を図ることができる。
以上説明したように、本発明のMIC化周波数
逓倍器は、誘電体基板の両面にそれぞれ形成され
たマイクロストリツプ線路とスロツト線路の変換
回路で構成しているので、誘電体基板の片側の面
だけを利用した従来のものに比べて、回路構成が
簡単なために回路寸法を小形にすることができ高
周波化にも適し、さらに高電力化を図ることがで
きるという利点がある。
逓倍器は、誘電体基板の両面にそれぞれ形成され
たマイクロストリツプ線路とスロツト線路の変換
回路で構成しているので、誘電体基板の片側の面
だけを利用した従来のものに比べて、回路構成が
簡単なために回路寸法を小形にすることができ高
周波化にも適し、さらに高電力化を図ることがで
きるという利点がある。
第１図Ａは従来のMIC化周波数逓倍器の平面
図、第１図Ｂは第１図ＡのＡ−A′断面図、第２
図Ａは本発明によるMIC化周波数逓倍器の平面
図、第２図Ｂは第２図ＡのＡ−A′断面図、第２
図Ｃは第２図ＡのＢ部拡大図、第３図Ａは本発明
による別のMIC化周波数逓倍器の平面図、第３
図Ｂは第３図ＡのＡ−A′断面図、第３図Ｃは第
３図ＡのＢ部拡大図である。 １……コプレナ線路、２，１８，１９……基本
波電圧、３，４……ダイオード、５，２０……奇
数次の高調波成分、６……金属ブリツジ、７，１
１，１２……スロツト線路、８，２１……偶数次
の高調波成分、９……入力端子、１０……出力端
子、１３，１４，２４……結合点、１５，１６…
…導体領域、１７，２３……マイクロストリツプ
線路、２２……直流リターン回路。
図、第１図Ｂは第１図ＡのＡ−A′断面図、第２
図Ａは本発明によるMIC化周波数逓倍器の平面
図、第２図Ｂは第２図ＡのＡ−A′断面図、第２
図Ｃは第２図ＡのＢ部拡大図、第３図Ａは本発明
による別のMIC化周波数逓倍器の平面図、第３
図Ｂは第３図ＡのＡ−A′断面図、第３図Ｃは第
３図ＡのＢ部拡大図である。 １……コプレナ線路、２，１８，１９……基本
波電圧、３，４……ダイオード、５，２０……奇
数次の高調波成分、６……金属ブリツジ、７，１
１，１２……スロツト線路、８，２１……偶数次
の高調波成分、９……入力端子、１０……出力端
子、１３，１４，２４……結合点、１５，１６…
…導体領域、１７，２３……マイクロストリツプ
線路、２２……直流リターン回路。
Claims (1)
- １ 誘電体基板の第１の表面の導体にもうけられ
るスロツトにより形成される第１、第２及び第３
のスロツト線路と、前記導体を接地導体とし誘電
体基板の別の表面にもうけられる細長の導体とに
より構成される一端解放のマイクロストリツプ線
路とを有し、第１及び第２のスロツト線路の一端
を第１の結合点で結合するとともに該スロツト線
路を該結合点でマイクロストリツプ線路と直交す
るごとく結合し、第１及び第２のスロツト線路の
他端と第３のスロツト線路の一端を第２の結合点
で結合し、第３のスロツト線路の他端を入力端子
としマイクロストリツプ線路を出力端子とし、第
一のスロツト線路の長さと第二のスロツト線路の
長さの差は入力信号の波長λに対してnλ／２（ｎ
はｃを含む正の整数）にし、１対のダイオードを
前記第２の結合点の近傍で第１及び第２のスロツ
ト線路により分割された導体の間に同極性で橋絡
接続することを特徴とするMIC化周波数逓倍器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56009613A JPS57124908A (en) | 1981-01-27 | 1981-01-27 | Mic frequency multiplier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56009613A JPS57124908A (en) | 1981-01-27 | 1981-01-27 | Mic frequency multiplier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57124908A JPS57124908A (en) | 1982-08-04 |
| JPS6318886B2 true JPS6318886B2 (ja) | 1988-04-20 |
Family
ID=11725138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56009613A Granted JPS57124908A (en) | 1981-01-27 | 1981-01-27 | Mic frequency multiplier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57124908A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5943601A (ja) * | 1982-09-02 | 1984-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波集積回路 |
| JPH0787296B2 (ja) * | 1986-10-06 | 1995-09-20 | 日本電信電話株式会社 | 周波数逓倍回路 |
| US4754244A (en) * | 1986-10-31 | 1988-06-28 | Texas Instruments Incorporated | Distributed balance frequency multiplier |
-
1981
- 1981-01-27 JP JP56009613A patent/JPS57124908A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57124908A (en) | 1982-08-04 |
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